阅读说明：本技术 一种辅助回路最低损耗的无桥双升软开关整流器 (Bridgeless double-boost soft switching rectifier with lowest loss of auxiliary loop ) 是由 安永泉 禹健 郝小聿 李晋华 王志斌 于 2020-07-08 设计创作，主要内容包括：本发明属于电力电子变流技术领域,具体涉及一种辅助回路最低损耗的无桥双升软开关整流器,包括主电路和辅助电路,所述主电路包括第一主开关管、第一主整流二极管,所述第一主开关管的漏极与第一主整流二极管的正极均连接在P点上,构成主回路左桥臂；所述第二主开关管的漏极与第二主整流二极管的正极均连接在Q点上,构成主回路右桥臂；所述第一主开关管的源极、第二主开关管的源极均与直流母线的负极连接,所述第一主整流二极管的负极、第二主整流二极管的负极均与直流母线的正极连接。本发明实现了主回路开关和辅助回路开关的零电压开通,吸收电容设计使得关断损耗减小,使整流器效率得到了大幅度提高。本发明用于整流。(The invention belongs to the technical field of power electronic converter, and particularly relates to a bridgeless double-boost soft switching rectifier with the lowest loss of an auxiliary loop, which comprises a main circuit and an auxiliary circuit, wherein the main circuit comprises a first main switching tube and a first main rectifying diode, and the drain electrode of the first main switching tube and the anode of the first main rectifying diode are connected to a point P to form a left bridge arm of the main loop; the drain electrode of the second main switching tube and the anode of the second main rectifying diode are connected to a Q point to form a right bridge arm of the main circuit; the source electrode of the first main switching tube and the source electrode of the second main switching tube are both connected with the negative electrode of the direct current bus, and the negative electrode of the first main rectifying diode and the negative electrode of the second main rectifying diode are both connected with the positive electrode of the direct current bus. The invention realizes zero voltage switching-on of the main loop switch and the auxiliary loop switch, reduces turn-off loss due to the design of the absorption capacitor, and greatly improves the efficiency of the rectifier. The invention is used for rectification.)

一种辅助回路最低损耗的无桥双升软开关整流器

技术领域

本发明属于电力电子变流技术领域，具体涉及一种辅助回路最低损耗的无桥双升软开关整流器。

背景技术

在众多的PFC电路中，Boost变换器因其结构简单、输入电流连续和特性统一性强得到广泛的应用。其中无桥Boost PFC通过减少工作回路上半导体器件的数量来降低导通损耗，达到提高效率的目的。但无桥PFC中的开关损耗问题突出，当提高开关频率时，电路中的开关损耗会随之增大，尤其是当电路工作在CCM时，续流二极管的反向恢复电流将会增大开关管的开通损耗。为了降低开关损耗和动态开关应力，实现高开关频率操作，辅助谐振换流极软开关拓扑结构不影响原主回路工作模式，不增加开关应力，得到了广泛关注。

1990年R.De Doncker开创性地提出了电容分压型辅助谐振极拓扑，因体积大，中性点易变化逐渐被电感分压型辅助谐振极拓扑取代。但电感分压型辅助谐振极拓扑存在励磁电流复位问题。基于双耦合电感实现的零电压转换(ZVT)逆变器(ZVT-2CI)实现了励磁电流的单向复位，使其辅助电路的变压器铁芯避免了饱和，且直流输出电流条件可工作。可是，ZVT-2CI逆变器系列中存在三类问题：1)辅助回路的开关ZCS开通，只能使用EOSS(等效输出电容储能)较小的IGBT器件，导通损耗与EMI不可忽视；2)励磁电流单向复位，导致选用的变压器磁芯体积大，且需要两套辅助回路实现双向电流输出下的主开关辅助换流工作；3)辅助换流二极管无钳位措施，过充振铃引起电压应力高及EMI。4)高频应用中，主回路小占空比下，换流准备时间不足。

发明内容

针对上述技术问题，本发明提供了一种关断损耗减小、效率高、零电压开通的辅助回路最低损耗的无桥双升软开关整流器。

为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：

一种辅助回路最低损耗的无桥双升软开关整流器，包括主电路和辅助电路，所述主电路包括第一主开关管、第一主整流二极管、第二主开关管、第二主整流二极管、直流母线，所述第一主开关管的漏极与第一主整流二极管的正极均连接在P点上，构成主回路左桥臂；所述第二主开关管的漏极与第二主整流二极管的正极均连接在Q点上，构成主回路右桥臂；所述第一主开关管的源极、第二主开关管的源极均与直流母线的负极连接，所述第一主整流二极管的负极、第二主整流二极管的负极均与直流母线的正极连接；

所述辅助电路包括第一辅助开关管、第一吸收电容、第二吸收电容、第二辅助开关管、辅助电感、第一辅助二极管、第二辅助二极管、第三辅助二极管、第四辅助二极管、交流电流，所述第一辅助开关管的源极与第一吸收电容的一端均连接在P点上，所述第二吸收电容的一端、第二辅助开关管的源极均连接在Q点上，所述第一辅助开关管的漏极、第二辅助开关管的漏极分别连接在辅助电感的两端，所述第一辅助二极管的正极、第三辅助二极管的负极、第二吸收电容的另一端均连接在A点上，所述第二辅助二极管的正极、第四辅助二极管的负极、第一吸收电容的另一端均连接在B点上，所述第三辅助二极管的正极与第一辅助开关管的漏极连接，所述第四辅助二极管的正极与第二辅助开关管的漏极连接，所述第一辅助二极管的负极、第二辅助二极管的负极均与直流母线的正极连接，所述交流电流连接在P点和Q点之间。

所述第一主开关管、第二主开关管均采用IPDD60R080G7，所述第一主开关管、第二主开关管的额定电压均为650V，所述第一主开关管、第二主开关管的额定电流均为83A，所述第一主开关管、第二主开关管的电阻均为80mΩ。

所述第一辅助开关管、第二辅助开关管的型号均为CSD17573Q5B，所述第一辅助开关管、第二辅助开关管的额定电压均为30V，所述第一辅助开关管、第二辅助开关管的额定电流均为100A，所述第一辅助开关管、第二辅助开关管的电阻均为30mΩ。

所述第一辅助二极管、第二辅助二极管、第三辅助二极管、第四辅助二极管的型号均为IDDD08G65C5，所述第一辅助二极管、第二辅助二极管、第三辅助二极管、第四辅助二极管的电容为30pF。

所述第一吸收电容、第二吸收电容的型号均为IDDD08G65C1，所述第一吸收电容、第二吸收电容的电容为1000pF。

交流电源Q极正P极负时，工作流程及切换时间间隔为：

电路处于稳定状态，第一主开关管S₁导通；交流电源电流I_AC通过第二主开关管S₂的寄生二极管续流，第一辅助开关管Q_a1、第二辅助开关管Q_a2处于关断状态；

t₀时刻，关闭第一主开关管S₁；

延迟D_A1后，开通第二辅助开关管Q_a2

延迟D_A2后，开通第一主开关管S₁，关闭第二辅助开关管Q_a2

延迟D_A3后，可以进入下一个工作周期；

所述延迟D_A1～D_A3中的参数包括输入量和被约束量，所述输入量有：所述V_DC为输入DC电压，所述C_m-oss为主开关管的寄生电容，所述C_a-oss为辅助开关管的寄生电容，所述C_N为辅助二极管的电容，所述C₀为吸收电容，所述I_AC为交流电流，所述δ为主开关管满足可零电压开通后的等待时间；

所述被约束量有：所述L_AUX为辅助电感。

本发明与现有技术相比，具有的有益效果是：

本发明传统的无桥双升压整流器的基础上，设计辅助电路，实现了主回路开关和辅助回路开关的零电压开通，吸收电容设计使得关断损耗减小，协同辅助电感选择原则，使整流器效率得到了大幅度提高。

附图说明

图1为本发明的结构示意图；

图2为本发明模式1工作过程示意图；

图3为本发明模式2工作过程示意图；

图4为本发明模式3工作过程示意图；

图5为本发明模式4工作过程示意图；

图6为本发明模式5工作过程示意图；

图7为本发明模式6工作过程示意图；

图8为本发明模式7工作过程示意图；

图9为本发明一个PWM开关周期内模式4等效电路图；

图10为本发明一个PWM开关周期内模式6等效电路图；

图11为本发明各个开关管驱动脉冲信号、结点电压和支路电流的波形图；

图12为本发明t₁-t₄时段损耗分析等效模型；

图13为本发明t₄-t₆时段损耗分析等效模型；

其中：S₁为第一主开关管，D₁为第一主整流二极管，S₂为第二主开关管，D₂为第二主整流二极管，V_DC为直流母线，Q_a1为第一辅助开关管，C₁为第一吸收电容，C₂为第二吸收电容，Q_a2为第二辅助开关管，L_AUX为辅助电感，D_a1为第一辅助二极管，D_a2为第二辅助二极管，D_a3为第三辅助二极管，D_a4为第四辅助二极管，I_AC为交流电流，Q为Q点，P为P点，A为A点，B为B点。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

一种辅助回路最低损耗的无桥双升软开关整流器，如图1所示，包括主电路和辅助电路，主电路包括第一主开关管S₁、第一主整流二极管D₁、第二主开关管S₂、第二主整流二极管D₂、直流母线V_DC，第一主开关管S₁的漏极与第一主整流二极管D₁的正极均连接在P点P上，构成主回路左桥臂；第二主开关管S₂的漏极与第二主整流二极管D₂的正极均连接在Q点Q上，构成主回路右桥臂；第一主开关管S₁的源极、第二主开关管S₂的源极均与直流母线V_DC的负极连接，第一主整流二极管D₁的负极、第二主整流二极管D₂的负极均与直流母线V_DC的正极连接；

进一步，辅助电路包括第一辅助开关管Q_a1、第一吸收电容C₁、第二吸收电容C₂、第二辅助开关管Q_a2、辅助电感L_AUX、第一辅助二极管D_a1、第二辅助二极管D_a2、第三辅助二极管D_a3、第四辅助二极管D_a4、交流电流I_AC，第一辅助开关管Q_a1的源极与第一吸收电容C₁的一端均连接在P点P上，第二吸收电容C₂的一端、第二辅助开关管Q_a2的源极均连接在Q点Q上，第一辅助开关管Q_a1的漏极、第二辅助开关管Q_a2的漏极分别连接在辅助电感L_AUX的两端，第一辅助二极管D_a1的正极、第三辅助二极管D_a3的负极、第二吸收电容C₂的另一端均连接在A点A上，第二辅助二极管D_a2的正极、第四辅助二极管D_a4的负极、第一吸收电容C₁的另一端均连接在B点B上，第三辅助二极管D_a3的正极与第一辅助开关管Q_a1的漏极连接，第四辅助二极管D_a4的正极与第二辅助开关管Q_a2的漏极连接，第一辅助二极管D_a1的负极、第二辅助二极管D_a2的负极均与直流母线V_DC的正极连接，交流电流I_AC连接在P点P和Q点Q之间。

进一步，优选的，第一主开关管S₁、第二主开关管S₂均采用IPDD60R080G7，第一主开关管S₁、第二主开关管S₂的额定电压均为650V，第一主开关管S₁、第二主开关管S₂的额定电流均为83A，第一主开关管S₁、第二主开关管S₂的电阻均为80mΩ。

进一步，优选的，第一辅助开关管Q_a1、第二辅助开关管Q_a2的型号均为CSD17573Q5B，第一辅助开关管Q_a1、第二辅助开关管Q_a2的额定电压均为30V，第一辅助开关管Q_a1、第二辅助开关管Q_a2的额定电流均为100A，第一辅助开关管Q_a1、第二辅助开关管Q_a2的电阻均为30mΩ。

第一辅助二极管D_a1、第二辅助二极管D_a2、第三辅助二极管D_a3、第四辅助二极管D_a4的型号均为IDDD08G65C5，第一辅助二极管D_a1、第二辅助二极管D_a2、第三辅助二极管D_a3、第四辅助二极管D_a4的电容为30pF。

进一步，优选的，第一吸收电容C₁、第二吸收电容C₂的型号均为IDDD08G65C1，第一吸收电容C₁、第二吸收电容C₂的电容为1000pF。

一个PWM开关周期内各阶段电路状态图如图2-图8所示，各个开关管的驱动脉冲信号和主要结点电压和支路电流的波形如图11所示。

交流电源正半周期内各阶段工作流程和间隔时间为：

模式1(t＜t₀)如图2所示：电路处于稳定状态，主开关管S₁导通；交流电源电流I_AC通过主开关管S₂的寄生二极管续流，辅助开关管Q_a1、Q_a2处于关断状态。

模式2(t₀-t₁)如图3所示：t₀时刻，关闭主开关管S₁，电流I_AC流入结点P流入等效电容C_equ1中给其充电。电容关闭的过程当中其两端电压不能突变，开关管S₁实现ZVS关断。等效电容C_equ1是三个电容和C₁的并联组合，即：C_equ1＝C_m-oss+C_N+C₀。由模式1可知，开关管S₁两端的电压线性增加，其两端电压的表达式为：

t₁时刻，u_P两端电压被充电至V_DC，所以此模式的时间为：

模式3(t₁-t₂)如图4所示：t₁时刻，二极管D₁两端的电压大于其自身导通电压，二极管D₁导通。t₁时刻，开通辅助开关管Q_a2，由于流过辅助谐振电感L_AUX的电流无法突变，所以Q_a2实现了ZCS开通。此时施加在L_AUX两端的电压为V_DC，流过辅助谐振电感的电流

线性增加，电流的表达式为：

此模式所需时间为：

模式4(t₂-t₃)如图5所示：t₂时刻，辅助电感L_AUX中电流达到I_AC，二极管D₁中无电流，自然关断。二极管电容C_D1与开关管S₁的寄生电容C_S1两端的电压不能突变，被钳位在V_DC。二者等效电容C_equ2＝C_N+C_m-oss。存储于其中的能量会与辅助谐振电感L_AUX发生谐振。此模式的相平面图如图9所示。等效电容C_equ2两端的电压和辅助谐振电感L_AUX当中流过的电流为：

u_C＝V_DC cos ω₁t

其中：

谐振结束后辅助谐振电感L_AUX当中流过的最大电流为：

此模式所需要的时间的表达式为：

模式5(t₃-t₄)如图6所示：t₃时刻，P点电压降为零。主开关S₁达到ZVS开通条件。

D_A2＝T_1-2+T_2-3+δ

模式6(t₄-t₅)如图7所示：t₄时刻由PWM控制而定，开通S₁，关断辅助开关管Q_a2。辅助开关管Q_a2两端寄生电容C_Qa2两端电压不能突变，辅助谐振电感L_AUX会与辅助谐振电容C₁和辅助开关管Q_a2寄生电容C_Qa2发生谐振。等效电容值为C_equ3＝C₀+C_a-oss。t₅时刻，C_equ3此过程当中等效电容C_equ3两端的电压和辅助谐振电感L_AUX当中的电流的表达式分别为：

电容两端电压达到V_DC后谐振结束。

其中：

此模式的相平面图如图10所示。

模式7(t₅-t₆)如图8所示：t₅时刻，谐振结束。辅助电感L_AUX中剩余的能量通过辅助二极管D_a2和D_a4回馈到输出端。t₆时刻，能量回馈完毕。电路将回到模式1的状态。

前述七个模态，描述了交流电源I_AC Q极正P极负的正半周期内，主回路开关S₁的ZVS开通实现过程。其中动作的是辅助回路开关Q_a2。在交流电源I_AC P极正Q极负的负半周期内，主开关S₂的ZVS开通实现，动作的将是辅助开关Q_a1，工作流程是完全对称相同，仅电流相反。

为了实现软开关而附加的辅助电路，工作过程中器件选型的原则是损耗最小化。辅助通路中有电流的模态阶段为t₁-t₆。

其中t₁-t₄的等效损耗模型如图12所示。

辅助电感电流线性上升段t₁-t₂损耗：

辅助电感电流谐振上升段t₂-t₃损耗：

辅助电感电流

持续段t₃-t₄损耗：

其中t₄-t₆的等效损耗模型如图13所示。

辅助电感电流谐振下降段t₄-t₅损耗：

辅助电感电流线性下降段t₄-t₅损耗：

总损耗为：

上面仅对本发明的较佳实施例作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施例，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下作出各种变化，各种变化均应包含在本发明的保护范围之内。