阅读说明：本技术 基于简化三电平svpwm算法的pmsm直接转矩控制方法 (PMSM direct torque control method based on simplified three-level SVPWM algorithm ) 是由 金石 金无痕 刘光伟 毕猛 徐振耀 刘向阳 于 2020-06-08 设计创作，主要内容包括：基于简化三电平SVPWM算法的PMSM直接转矩控制方法,该方法步骤如下：(一)、将高速永磁同步电机(9)的定子三相电流信号和定子三相电压信号分别变换得到两相静止DQ坐标系下的定子电流信号和定子电压信号；(二)、计算得到反馈转矩<Image he="23" wi="15" file="DEST_PATH_IMAGE002.GIF" imgContent="drawing" imgFormat="GIF" orientation="portrait" inline="no"></Image>；控制系统给定电机角速度信号与电机实际角速度信号之差经转速PI调节器后得到电机参考转矩；(三)、负载角增量与(二)步骤中的定子磁链矢量相位角相加得到参考电压矢量相位角；(四)、得到12路PWM脉冲信号来驱动三电平逆变器(8)从而精确控制高速永磁同步电机。基于5段式矢量合成算法的简化三电平SVPWM算法能够大幅减少逆变器的开关频率,能够有效地改善传统算法运算量大、实时性差等弊端,进而提升控制系统的性能。(The PMSM direct torque control method based on the simplified three-level SVPWM algorithm comprises the following steps: respectively converting a stator three-phase current signal and a stator three-phase voltage signal of a high-speed permanent magnet synchronous motor (9) to obtain a stator current signal and a stator voltage signal under a two-phase static DQ coordinate system; (II) calculating to obtain feedback torque (ii) a The difference between the angular speed signal of the motor given by the control system and the actual angular speed signal of the motor is subjected to a rotating speed PI regulator to obtain a motor reference torque; (III) the increment of the load angle is in phase with the stator flux linkage vector in the step (II)Adding the bit angles to obtain a reference voltage vector phase angle; and fourthly, obtaining 12 paths of PWM pulse signals to drive a three-level inverter (8) so as to accurately control the high-speed permanent magnet synchronous motor. The simplified three-level SVPWM algorithm based on the 5-segment vector synthesis algorithm can greatly reduce the switching frequency of the inverter, effectively overcome the defects of large calculation amount, poor real-time performance and the like of the traditional algorithm, and further improve the performance of a control system.)

基于简化三电平SVPWM算法的PMSM直接转矩控制方法

技术领域：

本发明属于高速电机控制领域，具体涉及一种高速永磁同步电机直接转矩控制方法及简化三电平SVPWM算法。

背景技术：

高速永磁同步电动机与常速电机相比具有很多优点：转动惯量小、功率密度大、体积小、工作效率高以及动态响应速度快，因此在高精密加工和高性能机械中应用越来越广泛。目前高速电机的驱动方式主要采用矢量控制和直接转矩控制。

矢量控制理论将交流电机等效为直流电机进行控制，使交流电机的控制性能可以与直流电机相媲美，具有控制精度高，电机转矩脉动小等优点，但矢量控制需要作旋转坐标变换，算法复杂，动态响应慢，很难满足高速电机控制系统需求。直接转矩控制技术的主要思想是在两相静止DQ坐标系下直接控制交流电机的转矩和磁链，使得电机的定子磁链近似为圆形。相较于矢量控制策略，直接转矩控制策略在控制过程中取消了复杂的旋转坐标变换过程，算法简单，系统动态响应快，然而，直接转矩控制方法的最大不足在于转矩脉动较大，进而影响了系统的控制精度。

此外，高速永磁同步电机的转速很高，电机定子绕组中的电流频率也很高，可以达到1kHz以上，由于高频高速的特点，高速电机对为其供电的逆变器开关频率有很高的要求，普通两电平逆变器的开关频率很难满足高速电机的要求。而且，逆变器开关元件开断频率过快也会导致逆变器产生大量谐波，亦使得高速电机控制系统的性能受到很大影响。

用三电平逆变器代替传统两电平逆变器可以降低逆变器输出谐波含量，但传统三电平SVPWM算法需要提前计算并存储大量的基本电压矢量作用时间数据，且会加重处理器的负担，影响运算效率。由于高速永磁同步电机转速快，复杂的控制算法不能很好的应用于高速永磁同步电机控制系统。

发明内容

发明目的：

本发明提供一种高速永磁同步电机直接转矩控制方法及简化三电平SVPWM算法，其目的是解决高速永磁同步电机控制系统转矩脉动大，逆变器输出谐波含量多、开关频率高的问题。

技术方案：

基于简化三电平SVPWM算法的高速永磁同步电机控制方法，其特征在于：该方法步骤如下：

(一)、将高速永磁同步电机(9)的定子三相电流信号i_A、i_B、i_C和定子三相电压信号u_A、u_B、u_C分别经过Clark坐标变换得到两相静止DQ坐标系下的定子电流信号i_D、i_Q和定子电压信号u_D、u_Q；

(二)、将(一)步骤中的i_D、i_Q和u_D、u_Q信号经转换得到定子磁链矢量在两相静止DQ坐标系下的分量ψ_D、ψ_Q，定子磁链幅值|ψ_S|和相位角θ_s；i_D、i_Q和ψ_D、ψ_Q信号根据转矩估算方程t_e＝p₀(ψ_Di_Q-ψ_Qi_D)，p₀为电机极对数，计算得到反馈转矩t_e；控制系统给定电机角速度信号ω_r ^*与电机实际角速度信号ω_r之差经转速PI调节器后得到电机参考转矩t_e ^*；

(三)、将(二)步骤中的参考转矩t_e ^*与反馈转矩t_e之差经转矩PI调节得到负载角增量Δδ_sm，负载角增量Δδ_sm与(二)步骤中的定子磁链矢量相位角θ_s相加得到参考电压矢量相位角θ_sref；

(四)、定义电机交轴等效电感L_q与直轴等效电感L_d的比值为凸极率ρ，参考定子磁链幅值|ψ_sref ^*|为一常数，满足|ψ_sref ^*|≤ρ/(ρ-1)ψ_f，ψ_f为永磁体转子产生的磁链矢量幅值。|ψ_sref ^*|与(三)步骤中的相位角θ_sref经预期电压矢量计算得到参考电压空间矢量在DQ坐标系下的分量值，该分量值经过基于5段式电压矢量合成次序的改进简化三电平SVPWM合成算法得到12路PWM脉冲信号来驱动三电平逆变器(8)从而精确控制高速永磁同步电机。

(四)步骤中基于5段式电压矢量合成次序的改进简化三电平SVPWM算法如下：

(4.1)、设u_D、u_Q为参考电压矢量在DQ坐标系下的分量值，u_dc为逆变器直流母线电压，T_s为SVPWM算法采样时间；

(4.2)、参考电压矢量在DQ坐标系下的分量值u_D、u_Q经过大扇区判断得到参考电压矢量所在大扇区N，u_D、u_Q、u_dc和N经过改进电压矢量修正得到修正后的参考电压矢量在DQ坐标系下的分量值u_x、u_y，该分量值再经过小扇区判断得到电压空间矢量所在的小扇区n；

(4.3)、u_x、u_y、u_dc和T_s经过传统两电平SVPWM算法得到两电平电压矢量状态s，n、N和s经改进简化三电平SVPWM合成算法得到三电平电压矢量状态S，S经12路PWM脉冲信号产生模块得到二极管钳位型三电平逆变器的PWM驱动信号。

(4.2)步骤中空间矢量大扇区划分方法：将三电平矢量空间划分为六个部分，每一个部分即为一个大扇区，因此每一个大扇区均可看作为一个两电平电压空间矢量空间。

图5可以分解为6个六边形的小区域：第Ⅰ区域为点o、d、e、a、b、c围成的六边形；第Ⅱ区域为点o、r、b、f、g、h围成的六边形；第Ⅲ区域为点o、c、g、i、j、k围成的六边形；第Ⅳ区域为点o、h、j、l、m、n围成的六边形；第Ⅴ区域为点o、k、m、p、q、d围成的六边形；第Ⅵ区域为点o、n、q、r、e、s围成的六边形，其中6个短矢量的终点分别位于6个六边形区域的中心，当参考电压矢量落入某一六边形区域内时，即可以按照两电平的算法选择合适的空间矢量。

(4.2)步骤中改进电压矢量修正方法：由于第Ⅰ区域内各个电压空间矢量的原点不同，因此应对原点位于O点的参考电压矢量u_s进行相应的修正，将参考电压矢量u_s转化为u_s1，以便于之后采用两电平SVPWM算法合成中间矢量u_s1，从而实现简化三电平SVPWM控制算法。设参考电压矢量u_s在以O点为原点的DQ坐标系下的分量值为u_x,u_y，u_x′，u_y′为参考电压矢量u_s在以O’点为原点的DQ坐标系下的分量的修正值，根据坐标变换相关理论可以得到各扇区的参考电压矢量修正值，扇区Ⅰ的u_y′＝u_y；扇区Ⅱ的 扇区Ⅲ的扇区Ⅳ的u_y′＝u_y；扇区Ⅴ的扇区Ⅵ的

(4.3)步骤中改进简化三电平SVPWM合成算法方法：5段式矢量合成次序取消了7段式矢量合成次序中首尾两个零矢量，起始矢量不再是u₀，而是每个扇区的第一个基本矢量。以第Ⅰ扇区为例，如图8所示，起始矢量为u₁，矢量合成次序为u₁、u₂、u₇、u₂、u₁，这样可以在每个采样周期内减少两次开关动作，降低了逆变器的开关频率，适用于高速PMSM的控制系统。

(4.3)步骤中改进简化三电平SVPWM合成算法：如图6所示，参考电压矢量u_s可以由基矢量u₁和中间矢量u_s1合成，中间矢量u_s1可以通过两电平SVPWM算法合成。参考电压矢量u_s和基矢量u₁的原点O，调制矢量u₁₁、u₁₂以及中间电压矢量u_s1的原点为O’。将各扇区的基本矢量和两电平SVPWM调制后的中间矢量通过矢量叠加即可以得到参考电压空间矢量，从而将三电平SVPWM算法简化为两电平SVPWM算法，大大降低了算法的复杂度。每一个大扇区都对应一个基本电压矢量：扇区Ⅰ的基本电压矢量为poo/onn；扇区Ⅱ的基本电压矢量为ppo/oon；扇区Ⅲ的基本电压矢量为opo/non；扇区Ⅳ的基本电压矢量为opp/noo；扇区Ⅴ的基本电压矢量为oop/nno；扇区Ⅵ的基本电压矢量为pop/ono。

优点效果：

本发明的有益效果是：

针对高速永磁同步电机直接转矩控制系统中转矩脉动大、逆变器输出谐波含量多、开关频率高等问题，提出了基于5段式电压空间矢量合成的简化三电平SVPWM算法，使三电平逆变器在每个采样周期减少了两次开关动作，从而降低了1/3的开关损耗。

即，为了提高高速永磁同步电机控制系统性能，对电机定子电流谐波抑制方法的研究就显得尤为重要，基于5段式矢量合成算法的简化三电平SVPWM算法能够大幅减少逆变器的开关频率，能够有效地改善传统算法运算量大、实时性差等弊端，进而提升控制系统的性能。

附图说明

图1为本发明基于简化三电平逆变器的高速电机直接转矩控制原理框图；

图2为本发明基于5段式矢量合成的简化三电平SVPWM算法原理框图；

图3为本发明二极管钳位型三电平逆变器电压空间矢量分布图；

图4为本发明三电平简化SVPWM算法的空间矢量大扇区划分；

图5为本发明三电平变流器简化SVPWM算法六边形扇区划分；

图6为本发明参考电压矢量合成原理；

图7为本发明7段式SVPWM基本电压空间矢量合成次序；

图8为本发明5段式SVPWM基本电压空间矢量合成次序；

附图标记说明：

1.转速PI调节器；2.转矩PI调节器；3.转矩估算模块；4.预期电压矢量计算模块；5.定子磁链估算模块；6.基于5段式电压矢量合成的简化三电平SVPWM算法模块；7.Clark坐标变换模块；8.二极管钳位型三电平逆变器；9.高速永磁同步电机；10.大扇区判断模块；11.电压矢量修正模块；12.小扇区判断模块；13.非零矢量作用时间计算模块；14.每相非零矢量作用时间计算模块；15.5段式电压矢量合成算法模块；16.传统两电平SVPWM算法模块；17.简化三电平SVPWM算法实现模块；18.12路PWM脉冲信号产生模块。

具体实施方式

基于简化三电平SVPWM算法的高速永磁同步电机控制方法，其特征在于：该方法步骤如下：

(一)、将高速永磁同步电机(9)的定子三相电流信号i_A、i_B、i_C和定子三相电压信号u_A、u_B、u_C分别经过Clark坐标变换得到两相静止DQ坐标系下的定子电流信号i_D、i_Q和定子电压信号u_D、u_Q；

(二)、将(一)步骤中的i_D、i_Q和u_D、u_Q信号经转换得到定子磁链矢量在两相静止DQ坐标系下的分量ψ_D、ψ_Q，定子磁链幅值|ψ_S|和相位角θ_s；i_D、i_Q和ψ_D、ψ_Q信号根据转矩估算方程t_e＝p₀(ψ_Di_Q-ψ_Qi_D)，p₀为电机极对数，计算得到反馈转矩t_e；控制系统给定电机角速度信号ω_r ^*与电机实际角速度信号ω_r之差经转速PI调节器后得到电机参考转矩t_e ^*；

(三)、将(二)步骤中的参考转矩t_e ^*与反馈转矩t_e之差经转矩PI调节得到负载角增量Δδ_sm，负载角增量Δδ_sm与(二)步骤中的定子磁链矢量相位角θ_s相加得到参考电压矢量相位角θ_sref；

(四)、定义电机交轴等效电感L_q与直轴等效电感L_d的比值为凸极率ρ，参考定子磁链幅值|ψ_sref ^*|为一常数，满足|ψ_sref ^*|≤ρ/(ρ-1)ψ_f，ψ_f为永磁体转子产生的磁链矢量幅值。|ψ_sref ^*|与(三)步骤中的相位角θ_sref经预期电压矢量计算得到参考电压空间矢量在DQ坐标系下的分量值，该分量值经过基于5段式电压矢量合成次序的改进简化三电平SVPWM合成算法得到12路PWM脉冲信号来驱动三电平逆变器(8)从而精确控制高速永磁同步电机。

(四)步骤中基于5段式电压矢量合成次序的改进简化三电平SVPWM算法如下：

(4.1)、设u_D、u_Q为参考电压矢量在DQ坐标系下的分量值，u_dc为逆变器直流母线电压，T_s为SVPWM算法采样时间；

(4.2)、参考电压矢量在DQ坐标系下的分量值u_D、u_Q经过大扇区判断得到参考电压矢量所在大扇区N，u_D、u_Q、u_dc和N经过改进电压矢量修正得到修正后的参考电压矢量在DQ坐标系下的分量值u_x、u_y，该分量值再经过小扇区判断得到电压空间矢量所在的小扇区n；

(4.3)、u_x、u_y、u_dc和T_s经过传统两电平SVPWM算法得到两电平电压矢量状态s，n、N和s经改进简化三电平SVPWM合成算法得到三电平电压矢量状态S，S经12路PWM脉冲信号产生模块得到二极管钳位型三电平逆变器的PWM驱动信号。

(4.2)步骤中空间矢量大扇区划分方法：将三电平矢量空间划分为六个部分，每一个部分即为一个大扇区，因此每一个大扇区均可看作为一个两电平电压空间矢量空间。

图5可以分解为6个六边形的小区域：第Ⅰ区域为点o、d、e、a、b、c围成的六边形；第Ⅱ区域为点o、r、b、f、g、h围成的六边形；第Ⅲ区域为点o、c、g、i、j、k围成的六边形；第Ⅳ区域为点o、h、j、l、m、n围成的六边形；第Ⅴ区域为点o、k、m、p、q、d围成的六边形；第Ⅵ区域为点o、n、q、r、e、s围成的六边形，其中6个短矢量的终点分别位于6个六边形区域的中心，当参考电压矢量落入某一六边形区域内时，即可以按照两电平的算法选择合适的空间矢量。

(4.2)步骤中改进电压矢量修正方法：由于第Ⅰ区域内各个电压空间矢量的原点不同，因此应对原点位于O点的参考电压矢量u_s进行相应的修正，将参考电压矢量u_s转化为u_s1，以便于之后采用两电平SVPWM算法合成中间矢量u_s1，从而实现简化三电平SVPWM控制算法。设参考电压矢量u_s在以O点为原点的DQ坐标系下的分量值为u_x,u_y，u_x′，u_y′为参考电压矢量u_s在以O’点为原点的DQ坐标系下的分量的修正值，根据坐标变换相关理论可以得到各扇区的参考电压矢量修正值，扇区Ⅰ的

u_y′＝u_y；扇区Ⅱ的

扇区Ⅲ的扇区Ⅳ的

u_y′＝u_y；扇区Ⅴ的

扇区Ⅵ的

(4.3)步骤中改进简化三电平SVPWM合成算法方法：5段式矢量合成次序取消了7段式矢量合成次序中首尾两个零矢量，起始矢量不再是u₀，而是每个扇区的第一个基本矢量。以第Ⅰ扇区为例，如图8所示，起始矢量为u₁，矢量合成次序为u₁、u₂、u₇、u₂、u₁，这样可以在每个采样周期内减少两次开关动作，降低了逆变器的开关频率，适用于高速PMSM的控制系统。

(4.3)步骤中改进简化三电平SVPWM合成算法：如图6所示，参考电压矢量u_s可以由基矢量u₁和中间矢量u_s1合成，中间矢量u_s1可以通过两电平SVPWM算法合成。参考电压矢量u_s和基矢量u₁的原点O，调制矢量u₁₁、u₁₂以及中间电压矢量u_s1的原点为O’。将各扇区的基本矢量和两电平SVPWM调制后的中间矢量通过矢量叠加即可以得到参考电压空间矢量，从而将三电平SVPWM算法简化为两电平SVPWM算法，大大降低了算法的复杂度。每一个大扇区都对应一个基本电压矢量：扇区Ⅰ的基本电压矢量为poo/onn；扇区Ⅱ的基本电压矢量为ppo/oon；扇区Ⅲ的基本电压矢量为opo/non；扇区Ⅳ的基本电压矢量为opp/noo；扇区Ⅴ的基本电压矢量为oop/nno；扇区Ⅵ的基本电压矢量为pop/ono。

下面结合附图对本发明做进一步的详细说明：

本发明提出了一种基于简化三电平SVPWM算法的高速永磁同步电机控制系统，如图1所示，其中高速永磁同步电机9反馈的转速与系统给定转速之差经过转速PI调节器1得到系统参考转矩t_e ^*，高速永磁同步电机的定子三相电流信号i_A、i_B、i_C，定子三相电压信号u_A、u_B、u_C经Clark坐标变换模块7得到两相静止DQ坐标系下的定子电流信号i_D、i_Q，定子电压信号u_D、u_Q，信号经转矩估算模块3和定子磁链估算模块5得到电机反馈转矩t_e，定子磁链矢量ψ_s的幅值和相位角θ_s。参考转矩t_e ^*与反馈转矩t_e之差经转矩PI调节器2得到负载角增量Δδ_sm，负载角增量Δδ_sm与定子磁链矢量相位角θ_s相加得到参考电压矢量相位角θ_sref。参考电压矢量ψ_sref的幅值与相位角θ_sref经预期电压矢量计算模块4得到参考电压空间矢量在DQ坐标系下的分量值，该值经过基于5段式电压矢量合成的简化三电平SVPWM算法模块6得到12路PWM脉冲信号来驱动三电平逆变器8从而精确控制高速永磁同步电机。

图2为本发明基于5段式矢量合成的简化三电平SVPWM算法原理框图，其中u_D、u_Q为参考电压矢量在DQ坐标系下的分量值，u_dc为逆变器直流母线电压，T_s为SVPWM算法采样时间。u_D、u_Q经过大扇区判断模块10得到参考电压矢量所在大扇区N，u_D、u_Q、u_dc和N经过电压矢量修正模块11得到修正后的参考电压矢量在DQ坐标系下的分量值u_x、u_y，该值再经过小扇区判断模块12得到电压空间矢量所在的小扇区n，传统两电平SVPWM算法模块16包含非零矢量作用时间计算模块13、每相非零矢量作用时间计算模块14和5段式电压矢量合成算法模块15三部分组成，u_x、u_y、u_dc和T_s经过传统两电平SVPWM算法模块16得到两电平电压矢量状态s，n、N和s经过简化三电平SVPWM算法实现模块17得到三电平电压矢量状态S，S经12路PWM脉冲信号产生模块得到二极管钳位型三电平逆变器的PWM驱动信号。

图3为本发明二极管钳位型三电平逆变器电压空间矢量分布图，图中标出了电压空间矢量与各种开关状态组合的对应关系，ppp、ooo、nnn，这3个开关状态对应的电压空间矢量幅值为0，称为零矢量；poo和onn、ppo和oon、opo和non、opp和noo、oop和nno、pop和ono这12个开关状态对应的电压空间矢量幅值为u_dc/3称为短矢量；pon、opn、npo、nop、onp、pno这6个开关状态对应的电压空间矢量幅值为

称为中矢量；pnn、ppn、npn、npp、nnp、pnp这6个开关状态对应的电压空间矢量幅值为2u_dc/3，称为长矢量。零矢量和短矢量分别对应2个和1个冗余状态，基本电压矢量分类如表1所示。

表1电压空间矢量分类表

图4为本发明三电平简化SVPWM算法的空间矢量大扇区划分原理，将三电平矢量空间划分为六个部分，每一个部分即为一个大扇区，因此每一个大扇区均可看作为一个两电平电压空间矢量空间。

图5为本发明三电平变流器简化SVPWM算法六边形扇区划分，图4可以分解为6个六边形的区域：第Ⅰ区域为点o、d、e、a、b、c围成的六边形；第Ⅱ区域为点o、r、b、f、g、h围成的六边形；第Ⅲ区域为点o、c、g、i、j、k围成的六边形；第Ⅳ区域为点o、h、j、l、m、n围成的六边形；第Ⅴ区域为点o、k、m、p、q、d围成的六边形；第Ⅵ区域为点o、n、q、r、e、s围成的六边形，其中6个短矢量的终点分别位于6个六边形区域的中心，当参考电压矢量落入某一六边形区域内时，即可以按照两电平的算法选择合适的空间矢量。

图6为本发明参考电压矢量合成原理，以第一扇区为例，参考电压矢量u_s可以由基矢量u₁和中间矢量u_s1合成，中间矢量u_s1可以通过两电平SVPWM算法合成。参考电压矢量u_s和基矢量u₁的原点O，调制矢量u₁₁、u₁₂以及中间电压矢量u_s1的原点为O’。

经过上述变换后，由于第一扇区内各个电压空间矢量的原点不同，因此应对原点位于O点的参考电压矢量u_s进行相应的修正，将参考电压矢量u_s转化为u_s1，以便于之后采用两电平SVPWM算法合成中间矢量u_s1，从而实现简化三电平SVPWM控制算法。设参考电压矢量u_s在以O点为原点的DQ坐标系下的分量值为u_x,u_y，u_x′，u_y′为参考电压矢量u_s在以O’点为原点的DQ坐标系下的分量的修正值，根据坐标变换相关理论可以得到各扇区的参考电压矢量修正值，如表2所示。

表2参考电压矢量修正表

图7为各个扇区7段式矢量合成次序。电压空间矢量经过修正后即可将三电平SVPWM算法简化为两电平算法。中间电压矢量u_s1可以通过调制矢量u₁₁，u₁₂通过两电平SVPWM算法进行合成。参考电压矢量的作用时间即根据矢量合成的平行四边形法则和伏秒平衡原理来求出。以第Ⅰ扇区为例，各段开关状态输出电压矢量为u₀(000)、u₁(100)、u₂(110)、u₇(111)、u₂(110)、u₁(100)、u₀(000)，共切换7次。

图8为本发明各扇区的5段式矢量合成次序。5段式矢量合成次序相较于7段式矢量合成次序的区别在于5段式矢量合成次序取消了7段式矢量合成次序中首尾两个零矢量，起始矢量不再是u₀(000)，而是每个扇区的第一个基本矢量。以第Ⅰ扇区为例，起始矢量为u₁(100)，矢量合成次序为u₁(100)、u₂(110)、u₇(111)、u₂(110)、u₁(100)，这样可以在每个采样周期内减少两次开关动作，降低了逆变器的开关频率，适用于高速PMSM的控制系统。

上述过程所完成的是电压矢量修正后的两电平矢量脉宽调制算法，并非三电平矢量脉宽调制算法，要实现简化三电平SVPWM算法，还需将各扇区的基本矢量和两电平SVPWM调制后的中间矢量通过矢量叠加即可以得到参考电压空间矢量，从而将三电平SVPWM算法简化为两电平SVPWM算法，大大降低了算法的复杂度。每一个扇区所对应的基本矢量如表3所示。

表3各扇区基本电压矢量表

综上，本发明属于高速电机控制领域，具体涉及一种高速永磁同步电机直接转矩控制系统及简化三电平SVPWM算法。本发明提供一种高速永磁同步电机直接转矩控制系统及简化三电平SVPWM算法，其目的是解决高速永磁同步电机控制系统转矩脉动大，逆变器输出谐波含量多、开关频率高的问题。将三电平电压矢量空间划分为六个部分，每一个部分即为一个大扇区，再将电压矢量空间分解为6个六边形的小区域。在经过上述变换后，对参考电压矢量进行修正，将参考电压矢量转化为可以采样两电平SVPWM算法调制的中间电压矢量，再通过取消7段式矢量合成次序中首尾两个零矢量将传统矢量合成次序简化为5段式矢量合成次序，使三电平逆变器在每个采样周期减少了两次开关动作，从而降低了1/3的开关损耗。最后将各扇区的基本矢量和两电平SVPWM调制后的中间矢量通过矢量叠加即可以得到参考电压空间矢量，从而将三电平SVPWM算法简化为两电平SVPWM算法，大大降低了算法的复杂度。