阅读说明：本技术 用于电压模式控制的前馈功能 (Feed forward function for voltage mode control ) 是由 G·图尔干 于 2019-02-13 设计创作，主要内容包括：一种装置包括：输入电压；比较器,该比较器被配置为基于使用参考信号的该输入电压的变动来生成脉冲宽度调制信号；以及开关模式电源控制电路,该开关模式电源控制电路被配置为至少基于该第一脉冲宽度调制信号以电压模式控制电源。(An apparatus comprising: inputting a voltage; a comparator configured to generate a pulse width modulation signal based on a variation of the input voltage using a reference signal; and a switch mode power supply control circuit configured to control a power supply in a voltage mode based at least on the first pulse width modulated signal.)

用于电压模式控制的前馈功能

优先权

本申请要求2018年2月16日提交的美国临时专利申请号62/710,463的优先权，该申请的内容据此全文并入。

技术领域

本公开涉及开关模式电源(SMPS)，并且更具体地，涉及一种用于电压模式控制的前馈功能。

背景技术

SMPS可用于在SMPS由于开关反馈而通常以良好的调节执行时提供电力并且提供高效且经济的滤波。在开关模式电源中，过电压保护可以防止电源输出超过预定最大值，因此防止对由开关模式电源供电的电路的电路故障以及可能的损坏。

开关电源可以通过电压模式控制(VMC)来控制。VMC可包括单个电压反馈路径，其中通过将电压误差信号与恒定斜坡波形进行比较来执行脉冲宽度调制(PWM)。电流限制可单独执行。VMC的优点可包括单个反馈回路更易于设计和分析；大振幅斜坡波形为稳定的调制过程提供良好的噪声裕度；并且低阻抗功率输出为多个输出电源提供更好的交叉调节。VMC的缺点可包括必须首先将线路或负载的任何变化感测为输出变化，并且然后由反馈回路进行校正。这可能导致缓慢的响应。VMC的缺点还可包括输出滤波器将两个极添加到控制回路，从而需要误差放大器处的优势极低频率滚降或补偿中的添加零。在VMC中，由于回路增益随输入电压而变动的事实，补偿进一步复杂化。

相反，开关电源可通过电流模式控制(CMC)来控制。CMC可解决VMC的许多缺点。CMC可使用振荡器作为固定频率时钟。代替斜坡波形，可使用从输出电感器电流导出的信号。CMC可提供优点。例如，由于电感器电流以由电压差确定的斜率上升，该波形将立即响应于线电压变化，从而消除延迟响应和随输入电压变化的增益变动两者。此外，由于误差放大器用于命令输出电流而不是电压，因此输出电感器的效应被最小化，并且滤波器现在仅向反馈回路提供单极。这可允许在可比较的VMC解决方案上有更简单的补偿和更高的增益带宽。CMC的附加有益效果包括仅通过钳位来自误差放大器的命令而固有的逐脉冲电流限制，以及在多个功率单元并联时提供负载共享的容易性。CMC的缺点可包括现在存在两个反馈回路，使得电路分析更加困难。此外，除非添加斜率补偿，否则控制回路在高于50％的占空比下变得不稳定。此外，由于控制调制是基于从输出电流导出的信号，因此功率级中的谐振可将噪声***到控制回路中。此外，特别麻烦的噪声源是通常由变压器绕组电容和输出整流器恢复电流引起的前沿电流尖峰。此外，在控制回路迫使电流驱动器的情况下，负载调节较差，并且需要耦接的电感器来获得具有多个输出的可接受的交叉调节。

电压前馈可用于消除线电压变动和更高频率能力的影响，这些影响允许输出滤波器的极被放置于正常控制回路带宽的范围以上。电压前馈可通过使斜坡波形的斜率与输入电压成比例来实现。这在反馈回路不需要动作的情况下提供对应的校正占空比调制。结果可以是恒定的控制回路增益和对线电压变化的瞬时响应。

发明内容

本公开的实施方案包括装置。该装置可包括：输入电压；第一比较器，该第一比较器被配置为基于使用参考信号的该输入电压的变动来生成第一脉冲宽度调制信号；以及开关模式电源(SMPS)控制电路，该开关模式电源控制电路被配置为至少基于第一脉冲宽度调制信号以电压模式控制电源。结合上述实施方案中的任一个实施方案，该装置还可包括信号生成器电路，该信号生成器电路被配置为至少基于第一脉冲宽度调制信号来生成周期信号，其中SMPS控制电路被配置为进一步至少基于周期信号来控制电源。信号生成器电路还可被配置为基于第一脉冲宽度调制信号中表示的输入电压的变动较早或较晚地启动周期信号。结合上述实施方案中的任一个实施方案，第一比较器可被配置为基于输入电压的变动来调节第一脉冲宽度调制信号的占空比。结合上述实施方案中的任一个实施方案，第一比较器可被配置为基于输入电压的正变动来减小第一脉冲宽度调制信号的占空比。结合上述实施方案中的任一个实施方案，第一比较器可被配置为基于输入电压的负变动来提高第一脉冲宽度调制信号的占空比。结合上述实施方案中的任一个实施方案，第一脉冲宽度调制信号的占空比指示输入电压的变动。结合上述实施方案中的任一个实施方案，信号生成器电路还可被配置为基于第一脉冲宽度调制信号来生成周期信号。结合上述实施方案中的任一个实施方案，该装置还可包括第二比较器，该第二比较器被配置为将功率输出中的误差与周期信号进行比较，基于该比较来生成第二脉冲宽度调制信号，以及将第二脉冲宽度调制信号提供给SMPS控制电路。结合上述实施方案中的任一个实施方案，SMPS控制电路可被配置为在下降沿输入上接收第二脉冲宽度调制信号。结合上述实施方案中的任一个实施方案，参考信号可以是根据至少与SMPS控制电路操作频率一样快的频率生成的斜坡信号。

本发明的实施方案可包括包括装置的任何上述实施方案的微控制器、电源、电源控制器或系统。

本公开的实施方案可包括一种通过上述实施方案的微控制器、电源、电源控制器、装置或系统的操作来执行的方法。

附图说明

图1是根据本公开的实施方案的被配置为执行用于电压模式控制的前馈功能的电路的图示。

图2是根据本公开的实施方案的被配置为执行用于电压模式控制的前馈功能的电路的时序图。

具体实施方式

图1是根据本公开的实施方案的电路100的图示。在一个实施方案中，电路100可被配置为执行用于电压模式控制的前馈功能。当利用前馈功能实现时，电压模式控制对于高功率SMPS应用可能更有用。电路100可实现CPU独立***设备(CIP)以实现此类功能。所需的前馈功能可在操作时在不使用核心的情况下执行。在一个实施方案中，当输入电压变高时，所得占空比可变低。在另一个实施方案中，当输入电压变低时，所得占空比可变高。

在SMPS应用中，与电流模式控制回路不同，电压模式控制回路可具有不测量电感器电流的优点。这可在高功率解决方案中提供优点，其中测量电感器电流可能变得昂贵且麻烦。然而，电压模式控制回路的缺点在于此类解决方案需要开关循环来校正输入电压变动。将前馈测量值添加到电压模式控制回路允许回路在输入电压变动发生时补偿输入电压变动。其他解决方案可使用多个跨导运算放大器，其中运算放大器的输出连接在一起以实现所需的反馈和前馈功能。

电路100可包括比较器A 112、比较器B 128、可编程斜坡生成器(PRG)A 114、PRG B124、固定电压参考(FVR)116、两脉冲宽度调制(PWM)信号PWM_A 106和PWM_B 104、电压输入VIN 102、运算放大器120和互补输出生成器(COG)108。这些元件中的每一个元件可以任何合适的方式实现，诸如通过利用模拟电路、数字电路或其任何合适组合来实现。在一个实施方案中，这些元件中的每一个元件可用作微控制器上的CIP。

电路100可包括在任何合适的较大系统、模块、CIP、控制器、SMPS控制器或电子设备中。例如，电路100可被实现为例如微控制器中的CIP。通过将电路100实现为CIP，一旦电路100正在操作，该电路就可独立于微控制器的CPU而操作。也就是说，电路100可能不需要软件或执行指令来执行其持续功能。电路100的具体操作参数可由例如寄存器中的软件设置，这些寄存器被转译以供电路100使用。然而，电路100本身可能不需要来自CPU的持续指令来执行其功能。电路100可在例如可获自本公开的受让人Microchip Technology的PIC16F1769、PIC16F1779或类似微控制器中实现。

COG 108可通过电路的任何合适的组合来实现，并且可被配置为生成较大SMPS的占空比，因此控制SMPS的转换和生成。占空比可在从COG108输出的控制信号110中实现，并且可用于启动或停止SMPS中的电压输出晶体管。

PWM_A 106和PWM_B 104可由PWM源生成。这些PWM源的占空比和频率可由例如开关、熔断器或寄存器值设置。PWM_A 106可被配置为生成COG 124和较大SMPS的操作频率。PWM_B 104的占空比可提供要生成的最大占空比的极限。PWM_A 106可被配置为根据上升沿输入被输入到COG 124。PWM_B 105可被配置为根据下降沿输入被输入到COG 124。

FVR 116可用作PRG A 114的输入。PRG A 114可被配置为生成周期性锯齿波三角形、反向锯齿波或类似信号。信号可从归零电平上升到由FVR 116指定的电压限值。所生成的锯齿波信号可具有与SMPS本身相同的频率。锯齿波信号可与VIN 102进行比较。结果可以是输入电压信息到PWM信号的转换。FVR 116可为PRG A 114提供开关频率。FVR 116频率可与SMPS的开关频率相同或可比SMPS的开关频率更快。如果FVR 116频率比SMPS的开关频率快，那么前馈电压的操作可比SMPS快。前馈电压的频率应与SMPS开关频率一样快或者比该SMPS开关频率快。

比较器A 112的负输入可以是VIN 102。比较器A 112的正输入可以是来自PRG A114的锯齿波或其他信号。比较器A 112可被配置为将VIN102转换成PWM信号。所得PWM信号可具有与VIN 102的变动值相关的占空比。所得PWM信号的频率可与VIN 102的变动成反比或成正比。前馈电压可在比较器A 112的输出中实现。

来自比较器A 112的所得PWM信号可被发到另一个PRG B 124。PRG B 124的下降事件(F输入)可根据PWM_B 126来设置，PWM_B 126可为PWM_B 104的副本。从比较器A 112获得的PWM信号的下降斜率可充当PRG B 12的上升事件(R输入)。结果可以是电压模式控制所必需的锯齿波信号。如上所述，通过将PRG B 124的下降事件设置为PWM_B 126，下降事件因此来自COG 108的最大占空比极限。上升事件可使PRG B 124生成其自身的周期信号，诸如启动其锯齿波信号。下降事件可导致PRG B124停止其周期性信号并将输出返回到零。

PRG B 124的输出可包括锯齿波信号。锯齿波信号可以被配置为比初始值或预期值更早或更晚地启动。所得的锯齿波信号更早或更晚启动的程度可取决于会引起COG输出的占空比变化的VIN 102的变动及其变化。期望值可基于VIN 102的最后值或期望值。VIN102中的正变动可导致PRG A 114较早地大于VIN 102，并且因此比较器A 112可生成具有较早时间发生的转变(下降沿)的信号。因此，较早时间的转变可因此导致PRG B124较早地开始生成其周期信号。VIN 102中的负变动可导致PRG A 114在较晚的时间点大于VIN 102，因此比较器A 112可生成具有较晚时间发生的转变的信号。因此，较晚时间的转变可因此导致PRG B 124较晚地开始生成其周期信号。在生成PRG A 114或PWM_B 126的周期结束时，比较器A 112和PRG B可重置其输出。

PWM信号诸如PWM_A 106和PWM_B 104/126可由在其中实现电路100的微控制器或系统上可用的各种CIP或其他部件生成。可根据寄存器或命令来设置所生成的PWM信号的频率和占空比。

引脚118可被配置为从SMPS接收测量的反馈输出电压。该电压可在到达引脚118之前电阻性地划分到适当的输入范围。

运算放大器120可被配置为确定在引脚118上接收的SMPS的输出电压与由VREF给出的SMPS的预期输出电压之间的差值。运算放大器120的输出可为预期SMPS电压相对于测量SMPS电压的误差。误差可在引脚122上输出并且在比较器B 128的负输入处提供给比较器B 128。引脚122可产生来自运算放大器120的误差输出。引脚122可使误差输出能够在电路100外部使用。

比较器B 128可在其正输入处接收由PRG B 124提供的锯齿波函数。此类锯齿波函数可基于输入电压VIN 102的变动而比预期更早或更晚地开始。比较器B 128的输出可反映由PRG B 124提供的锯齿波函数是否已越过反馈电压误差的值。在由PRG B 124提供的锯齿波函数已越过反馈电压误差的值的情况下，比较器B 128可具有转变事件。因此，结果可以是PWM信号。当来自PRB 124的锯齿波函数较早地越过来自运算放大器120的反馈电压误差的值时，由比较器B 128生成的PWM信号可较早地转变(例如，从高转变到低)。类似地，当锯齿波函数较晚地越过反馈电压误差的值时，由比较器B 128生成的PWM信号可较晚地转变。因此，在PRG B 124处，通过根据VIN 102的电压变动导致锯齿波函数更早或更晚地开始，由比较器B 128生成的PWM信号被加速或减慢。

比较器128的输出可被馈送到COG 108的下降沿输入中。COG 108可接受多个下降沿输入。这些可在逻辑上组合。例如，COG 108可包括用于比较器128的输出和PWM_B 104两者的下降沿输入。COG 108可发出控制信号110，该控制信号指定或包括较大SMPS的占空比。这些输入之间的最低公分母可用于确定在控制信号110中发出的占空比的限制。

控制信号110的行为可类似于比较器128的输出，因为比较器128的输出指示COG108的下降事件。在一个实施方案中，控制信号110可具有与下图2的信号204相同的特性。

图2是根据本公开实施方案的时序图的图示。时序图可示出电路100的操作。

VIN 202示出了示例性输入电压，诸如在VIN 102处接收的输入电压。VIN 202将根据实际接收到的输入电压随时间改变。

CMP_B 204示出了比较器B 128的示例性输出。

VFB 206示出了示例性反馈电压。

PRG_B 208示出了PRG B 124的示例性输出。

CMP_A 210示出了比较器A 112的示例性输出。

VIN_INV 212示出了VIN 202的反向。

如图2所示，随着VIN 202增大，CMP_B 204的占空比收缩。随着VIN 202收缩，CMP_B204的占空比增大。CMP_A 210的占空比也随着VIN 202的增大而收缩。CMP_A 210的占空比也随着VIN 202收缩而增大。

更具体地讲，当VIN 202的反向达到由PRG_A 214生成的锯齿波的值时，CMP_A 210可失效。CMP_B 204可在反馈电压与由PRG_B 208生成的锯齿波的值匹配时失效。PRG_B 208较晚在VIN 202上升时启动。PRG_B 208较早在VIN 202下降时启动。因此，当VIN 202改变时，PRG_B 208等待直到VIN 202与锯齿波相比生成上升沿。在这种情况下，PRG_B 208开始生成其波形。等待导致与VIN 202的变化成比例的延迟。所得信息通知SMPS关于VIN 202的变动。

已根据一个或多个实施方案描述了本公开，并且应当理解，除了明确陈述的那些之外，许多等同物、替代物、变型和修改是可能的并且在本公开的范围内。虽然本公开易受各种修改形式和替代形式的影响，但是其具体示例性实施方案已经在附图中示出并且在本文中详细描述。然而，应当理解，本文对具体示例性实施方案的描述并非旨在将本公开限于本文所公开的特定形式。