阅读说明：本技术 高频谐振逆变器 (High frequency resonance inverter ) 是由 汪洪亮 陈鑫跃 李奎 岳秀梅 罗安 于 2020-06-08 设计创作，主要内容包括：本发明提供了一种高频谐振逆变器。所述逆变器包括逆变电路和谐振电路；所述逆变电路分别与所述谐振电路和外部的直流电源连接,还连接第一若干控制端,适于在所述第一若干控制端接入的控制信号的控制下,将直流电源电压转换成对称方波电压,并将所述对称方波电压输出给所述谐振电路；所述谐振电路与外部的负载连接,还连接第二若干控制端,适于在所述第二若干控制端接入的控制信号的控制下,所述谐振电路的电压增益可调控,所述谐振电路将所述对称方波电压转换成预期的交流电压输出给负载。本发明提供的逆变器可以动态调整电压增益。(The invention provides a high-frequency resonance inverter. The inverter comprises an inverter circuit and a resonant circuit; the inverter circuit is respectively connected with the resonant circuit and an external direct-current power supply, is also connected with a first plurality of control ends, is suitable for converting direct-current power supply voltage into symmetrical square-wave voltage under the control of control signals accessed by the first plurality of control ends, and outputs the symmetrical square-wave voltage to the resonant circuit; the resonant circuit is connected with an external load and is also connected with a plurality of second control ends, the voltage gain of the resonant circuit can be regulated and controlled under the control of control signals accessed by the plurality of second control ends, and the resonant circuit converts the symmetrical square wave voltage into expected alternating voltage and outputs the expected alternating voltage to the load. The inverter provided by the invention can dynamically adjust the voltage gain.)

高频谐振逆变器

技术领域

本发明涉及逆变器技术领域，尤其涉及一种高频谐振逆变器。

背景技术

SPWM(脉冲宽度调制)逆变器，是以面积等效原理为理论基础，即冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同，其脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关管的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。

考虑到一个连续函数是可以用无限多个离散函数逼近或替代，那么可以用多个不同幅值的矩形脉冲波来替代正弦波；在一个正弦半波上分割出多个等宽不等幅的波形，如果每一个矩形波的面积都与相应时间段内正弦波的面积相等，则这一系列矩形波的合成面积就等于正弦波的面积，也即有等效的作用。

传统的SPWM型(脉冲宽度调制)逆变器，控制以面积等效原理为理论基础，输出的状态受到开关管开关频率的限制，难以实现高频的电压输出。而且，由于目前电力电子器件电压应力等方面的限制，很难实现输出电压增益可调，严重制约了其在高频变换器场合的应用。

发明内容

针对现有技术中的上述缺陷，本发明提供了一种高频谐振逆变器，用于解决相关技术中存在的部分技术问题。

第一方面，本发明实施例提供了一种高频谐振逆变器，包括逆变电路和谐振电路；

所述逆变电路分别与所述谐振电路和外部的直流电源连接，还连接第一若干控制端，适于在所述第一若干控制端接入的控制信号的控制下，将直流电源电压转换成对称方波电压，并将所述对称方波电压输出给所述谐振电路；

所述谐振电路与外部的负载连接，还连接第二若干控制端，适于在所述第二若干控制端接入的控制信号的控制下，所述谐振电路的电压增益可调控，所述谐振电路将所述对称方波电压转换成预期的交流电压输出给负载。

可选地，所述谐振电路包括一个可控电容单元；所述可控电容单元至少包括一个双向可控开关电路和一个可控电容；其中，所述双向可控开关电路的第一端与可控电容的第一端相连，同时作为所述可控电容单元的第一端；所述双向可控开关电路的第二端与可控电容的第二端相连，同时作为所述可控电容单元的第二端；

所述双向可控开关电路还与所述第二若干控制端相连，在所述第二若干控制端接入的控制信号的控制下，所述可控电容单元提供四种工作模态，使所述可控电容在一个开关周期内的等效电容值可调控：

第一工作模态下，电流从所述可控电容单元的第一端经过所述双向可控开关电路流向所述可控电容单元的第二端，所述可控电容不工作；第二工作模态下，电流从所述可控电容单元的第一端经过所述可控电容流向所述可控电容单元的第二端，所述双向可控开关电路关断；

第三工作模态下，电流从所述可控电容单元的第二端经过所述双向可控开关电路流向所述可控电容单元的第一端，所述可控电容不工作；

第四工作模态下，电流从所述可控电容单元的第二端经过所述可控电容流向所述可控电容单元的第一端，所述双向可控开关电路关断。

可选地，所述双向可控开关电路包括串联在一起的两个开关管；所述两个开关管均反向并联有一个二极管；所述两个开关管对顶设置。

可选地，所述谐振电路还包括第一电感和第一电容；其中，

所述第一电感的第一端与所述逆变电路的第一端连接，所述第一电感的第二端与所述可控电容单元的第一端连接；

所述可控电容单元的第二端与所述第一电容的第一端连接，所述第一电容的第二端与所述逆变电路的第三端连接；

所述第一电容的两端作为所述逆变器的两个输出端分别与所述负载两端连接。

可选地，所述谐振电路还包括第一电感、第二电感和第一电容；其中，

所述第一电感的第一端与所述逆变电路的第一端连接，所述第一电感的第二端与所述可控电容单元的第一端连接；

所述可控电容单元的第二端分别与所述第二电感的第一端和所述第一电容的第一端连接；

所述第二电感的第二端和所述第一电容的第二端分别与所述逆变电路的第三端连接；

所述第一电容的两端作为所述逆变器的两个输出端分别与所述负载两端连接。

可选地，所述谐振电路还包括第一电感、第二电感和第一电容；其中，

所述第一电感的第一端与所述逆变电路的第一端连接，所述第一电感的第二端与所述可控电容单元的第一端连接；

所述可控电容单元的第二端与所述第一电容的第一端连接；

所述第一电容的第二端与所述第二电感的第一端连接；

所述第二电感的第二端与所述逆变电路的第三端连接；

所述第一电容的第一端和所述第二电感的第二端作为所述逆变器的两个输出端分别与所述负载两端连接。

可选地，所述谐振电路还包括第一电感、第二电感和第一电容；其中，

所述第一电感的第一端与所述逆变电路的第一端连接，所述第一电感的第二端与所述第一电容的第一端连接；

所述第一电容的第二端与所述可控电容单元的第一端连接；

所述可控电容单元的第二端与所述第二电感的第一端连接；

所述第二电感的第二端与所述逆变电路的第三端连接；

所述可控电容单元的第一端和所述第二电感的第二端作为所述逆变器的两个输出端分别与所述负载两端连接。

可选地，所述谐振电路包括一个可控电感单元；所述可控电感单元至少包括串联在一起的一个双向可控开关电路和一个可控电感；其中，

所述双向可控开关电路的第一端与所述可控电感的第二端相连，所述可控电感的第一端作为所述可控电感单元的第一端，所述双向可控开关电路的第二端作为所述可控电感单元的第二端；

所述双向可控开关电路还与所述第二若干控制端相连，在所述第二若干控制端接入的控制信号的控制下，所述可控电感单元提供三种工作模态，使所述可控电感在一个开关周期内的等效电感值可调控：

第一工作模态下，电流从所述可控电感单元的第一端依次经过所述可控电感和所述双向可控开关电路流向所述可控电感单元的第二端；

第二工作模态下，所述双向可控开关电路关断，没有电流从所述可控电感单元流过；

第三工作模态下，电流从所述可控电感单元的第二端依次经过所述双向可控开关电路和所述可控电感流向所述可控电感单元的第一端。

可选地，所述双向可控开关电路包括串联在一起的两个开关管；所述两个开关管均反向并联有一个二极管；所述两个开关管对顶设置。

可选地，所述谐振电路还包括第一电感和第一电容；其中，

所述第一电感的第一端与所述逆变电路的第一端连接，所述第一电感的第二端与所述可控电感单元的第一端连接；

所述可控电感单元的第二端与所述逆变电路的第三端连接；

所述第一电容的第一端与所述可控电感单元的第一端连接，所述第一电容的第二端与所述可控电感单元的第二端连接；

所述第一电容的两端作为所述逆变器的两个输出端分别与所述负载两个连接。

可选地，所述谐振电路还包括第一电容、第一电感和第二电容；其中，

所述第一电感的第一端与所述逆变电路的第一端连接，所述第一电感的第二端与所述第一电容的第一端连接；

所述第一电容的第二端分别与所述可控电感单元的第一端和所述第二电容的第一端连接；

所述可控电感单元的第二端和所述第二电容的第二端分别与所述逆变电路的第三端连接；

所述可控电感单元的第一端和第二端作为所述逆变器的两个输出端分别与所述负载两端连接。

可选地，所述谐振电路还包括第一电容、第一电感和第二电容；其中，

所述可控电感单元的第一端和所述第一电容的第一端分别与所述逆变电路的第一端连接；

所述可控电感单元的第二端和所述第一电容的第二端分别与所述第二电容的第一端连接；

所述第二电容的第二端与所述第一电感的第一端连接；

所述第一电感的第二端与所述逆变电路的第三端连接；

所述第二电容的第一端和所述第一电感的第二端作为所述逆变器的两个输出端分别与所述负载两端连接。

可选地，所述谐振电路还包括第一电容、第一电感和第二电容；其中，

所述第一电容的第一端和所述第一电感的第一端分别与所述逆变电路的第一端连接；

所述第一电容的第二端和所述第一电感的第二端分别与所述第二电容的第一端连接，以及所述第一电容的第二端和所述第一电感的第二端分别与所述可控电感单元的第一端连接；

所述第二电容的第二端和所述可控电感单元的第二端分别与所述逆变电路的第三端连接；

所述可控电感单元的第一端和第二端作为所述逆变器的两个输出端分别与所述负载两端连接。

由上述技术方案可知，本发明实施例中高频谐振逆变器包括逆变电路和谐振电路；所述逆变电路分别与所述谐振电路和外部的直流电源连接，用于根据第一控制信号将直流电源转换成对称方波电压，并将所述对称方波电压输出给所述谐振电路。其中，预设载波频率和调制波频率相同；所述谐振电路与外部的负载连接，用于在第二控制信号的控制下，其电压增益可调控，将所述对称方波电压转换成预期的交流电压输出给负载。本实施例中因载波频率和调制波频率相同可以满足大功率高频正弦供电的要求，并且通过谐振电路可以动态调整电压增益。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些图获得其他的附图。

图1为本发明一个实施例提供的一种高频谐振逆变器的电路结构示意图。

图2为本发明一个实施例提供的一种可控电容单元的电路结构示意图。

图3为本发明一个实施例提供的一种可控电容单元的电路图。

图4(a)～图4(d)为图3所示可控电容单元的四个工作模态下的等效电路图。

图5为本发明一个实施例提供的一种可控电感单元的电路结构示意图。

图6为本发明一个实施例提供的一种可控电感单元的电路图。

图7(a)～图7(c)为图6所示可控电感单元的两个工作模态下的等效电路图。

图8为本发明一个实施例提供的基于可控电容单元实现的一种高高频谐振逆变器的电路图。

图9为本发明另一个实施例提供的基于可控电容单元实现的一种高频谐振逆变器的电路图。

图10为本发明另一个实施例提供的基于可控电容单元实现的一种高频谐振逆变器的电路图。

图11为本发明另一个实施例提供的基于可控电容单元实现的一种高频谐振逆变器的电路图。

图12为本发明另一个实施例提供的基于可控电感单元实现的一种高频谐振逆变器的电路图。

图13为本发明另一个实施例提供的基于可控电感单元实现的一种高频谐振逆变器的电路图。

图14为本发明另一个实施例提供的基于可控电感单元实现的一种高频谐振逆变器的电路图。

图15为本发明另一个实施例提供的基于可控电感单元实现的一种高频谐振逆变器的电路图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

针对相关技术存在的问题，本发明实施例提供了一种高频谐振逆变器，其发明构思在于，在逆变电路的基础上增加谐振电路，通过调整谐振电路的电压增益输出预期的交流电压给负载，并且可以动态调整输出电压增益。

对逆变电路输出的对称方波电压进行傅里叶变换可以分解成多个不同频率的正弦波，其中，除包含与开关器件的开关频率一致的、最低频率的正弦波以外，还包含频率大于开关频率且为开关频率的倍数的正弦波。另外，LC谐振具有如下特征：LC串联谐振阻抗为零(相当于短路)、LC并联阻抗为无穷大(相当于开路)，基于此构造谐振电路，使其对于目标频率的正弦波的输出增益趋于最大，同时对于傅里叶变换分解得到的其他频率的正弦波输出增益趋于零，目标频率的正弦波便可输出至负载，而非目标频率的正弦波不能输出至负载。

所述逆变电路分别与所述谐振电路和外部的直流电源连接，还连接第一若干控制端，适于在所述第一若干控制端接入的控制信号的控制下，将直流电源电压转换成对称方波电压，并将所述对称方波电压输出给所述谐振电路。

所述谐振电路与外部的负载连接，还连接第二若干控制端，适于在所述第二若干控制端接入的控制信号的控制下，所述谐振电路的电压增益可调控，所述谐振电路将所述对称方波电压转换成预期的交流电压输出给负载。

预设逆变电路的调制波频率等于载波频率，因此输出的对称方波电压的频率等于逆变电路的开关频率。谐振电路利用LC谐振的特征使对称方波电压进行傅里叶变换分解得到的频率等于逆变电路开关频率的正弦波输出至负载，而频率不等于逆变电路开关频率的正弦波不能输出至负载。因此本发明提供的逆变器可以输出频率等于开关频率的高频正弦波电压。

参见图2，所述谐振电路包括一个可控电容单元；所述可控电容单元至少包括一个双向可控开关电路和一个可控电容；其中，所述双向可控开关电路的第一端与可控电容的第一端相连，同时作为所述可控电容单元的第一端；所述双向可控开关电路的第二端与可控电容的第二端相连，同时作为所述可控电容单元的第二端。所述双向可控开关电路还与所述第二若干控制端相连，在所述第二若干控制端接入的控制信号的控制下，所述可控电容单元提供四种工作模态，使所述可控电容在一个开关周期内的等效电容值可调控：

第一工作模态下，电流从所述可控电容单元的第一端经过所述双向可控开关电路流向所述可控电容单元的第二端，所述可控电容不工作；第二工作模态下，电流从所述可控电容单元的第一端经过所述可控电容流向所述可控电容单元的第二端，所述双向可控开关电路关断；

第三工作模态下，电流从所述可控电容单元的第二端经过所述双向可控开关电路流向所述可控电容单元的第一端，所述可控电容不工作；

第四工作模态下，电流从所述可控电容单元的第二端经过所述可控电容流向所述可控电容单元的第一端，所述双向可控开关电路关断。

或者，

参见图5，所述谐振电路包括一个可控电感单元，所述可控电感单元至少包括串联在一起的一个双向可控开关电路和一个可控电感。其中，所述双向可控开关电路的第一端与所述可控电感的第二端相连，所述可控电感的第一端作为所述可控电感单元的第一端，所述双向可控开关电路的第二端作为所述可控电感单元的第二端。所述双向可控开关电路还与所述第二若干控制端相连，在所述第二若干控制端接入的控制信号的控制下，所述可控电感单元提供三种工作模态，使所述可控电感在一个开关周期内的等效电感值可调控：

第一工作模态下，电流从所述可控电感单元的第一端依次经过所述可控电感和所述双向可控开关电路流向所述可控电感单元的第二端；

第二工作模态下，所述双向可控开关电路关断，没有电流从所述可控电感单元流过；

第三工作模态下，电流从所述可控电感单元的第二端依次经过所述双向可控开关电路和所述可控电感流向所述可控电感单元的第一端。本发明另一个实施例提供了可控电容单元和可控电感单元的具体电路图，基于所提供的可控电容单元或可控电感单元及其他相关器件可以实现上述谐振电路。

需要说明的是，为了叙述方便，开关MOSFET被用作代表本发明中的可控型(导通和关断)开关，但本发明中的开关不限定于MOSFET。以N沟道MOSFET为例进行说明。N沟道MOSFET的第一端指漏极，第二端指源极，控制端指栅极。本发明中的每个开关的控制端施加一个驱动控制信号。简洁起见，后面不再赘述。本发明中的开关也可以采用MOSFET之外的其它可控型开关管器件实现，比如IGBT。

注意，二极管被用作代表单方向导通元件，但本发明中的单方向导通元件不限定于二极管。二极管的正极指阳极，负极指阴极。本发明中的单方向导通元件也可以采用二极管之外的其它单方向导通器件。另外，“第一”“第二”等仅用于区别各器件，而不限定各器件的顺序。

参见图3，可控电容单元包括可控电容Cs和串联在一起的第一开关管S₁、第二开关管S₂。第一开关管S₁、第二开关管S₂均反向并联一个二极管，且第一开关管S₁、第二开关管S₂对顶连接。具体的，第一开关管S₁的第一端作为可控电容单元的第一端(采用标号A表示)，第一开关管S₁的第二端与第二开关管S₂的第二端连接。第二开关管S₂的第一端(图3中右端)作为可控电容单元的第二端(采用标号B表示)。可控电容Cs的第一端(图3中左端)与第一开关管S₁的第一端连接，可控电容Cs的第二端与第二开关管S₂的第一端连接。第一开关管S₁的控制端和第二开关管S₂的控制端分别与控制器连接，以便接入第二控制信号。

在一个开关周期内，可控电容单元在接入的第二控制信号的控制下提供四个工作模态，具体如下：

工作模态一：第一开关管S₁导通，第一开关管S₁反并联二极管关断，第二开关管S₂关断，第二开关管S₂反并联二极管导通，等效电路如图4(a)所示。此时，电流从A流到B，依次通过第一开关管S₁，以及第二开关管S₂的反并联二极管。与可控电容Cs并联的开关支路(S₁、S₂反并联二极管)相当于短路，因此可控电容Cs不工作，即此时可控电容Cs的等效电容值为无穷大。

工作模态二，第一开关管S₁、第二开关管S₂及其它们的反并联二极管均关断，可控电容Cs工作，等效电路如图4(c)所示。电流经由可控电容Cs从A流到B。此时可控电容Cs的等效电容值为它本身的电容值。

工作模态三，第一开关管S₁关断，第一开关管S₁反并联二极管导通，第二开关管S₂导通，第二开关管S₂反并联二极管关断，等效电路如图4(c)所示。此时，电流从B流到A，依次通过第二开关管，以及第一开关管S₁的反并联二极管。。与可控电容Cs并联的开关支路(S₂、S₁反并联二极管)相当于短路，因此可控电容Cs不工作，即此时可控电容Cs的等效电容值为无穷大。

工作模态四，第一开关管S₁、第二开关管S₂及其它们的反并联二极管均关断，可控电容Cs工作，等效电路如图4(d)所示。电流经由可控电容Cs从B流到A。此时可控电容Cs的等效电容值为它本身的电容值。

由上述四个工作模态的分析可知，模态一和模态三下的等效电容值为无穷大，模态二和模态四下的等效电容值为可控电容本身的电容值。通过控制开关管S₁和S₂导通或关断，图3所示的可控电容单元在上述的四种工作模态下以一定的组合形式交替工作，从而获得需要的等效电容值。所述四种工作模态的具体组合形式取决于实际应用中采用的具体调制策略，在此不做叙述。

通过以一定的顺序组合可控电容单元的所述四种工作模态以及控制每个模态中开关管S₁和S₂导通或关断的时间，调控可控电容单元在一个开关周期内的等效电容值，从而调控可控电容单元的阻抗值，即调控可控电容单元两端的电压。根据本发明提供的谐振电路结构可知，调控可控电容单元两端的电压相当于调控输出电压。所以，本发明提供的高频谐振逆变器的电压增益可调控。注意，电压增益为输出电压的幅值与输入电压的幅值的比值。

参见图6，可控电感单元包括可控电感Ls和串联在一起的第一开关管S₁、第二开关管S₂。第一开关管S₁、第二开关管S₂均反向并联一个二极管，且第一开关管S₁、第二开关管S₂对顶连接。具体的，第二开关管S₂的第二端与第一开关管S₁的第二端连接，可控电感Ls的第一端作为可控电感单元的第一端(采用标号A表示)；第一开关管S₁的第一端与可控电感Ls的第二端连接。第二开关管S₂的第一端作为可控电感单元的第二端(采用标号B表示)。第一开关管S₁的控制端和第二开关管S₂的控制端分别与控制器连接，以便接入第二控制信号。

在一个开关周期内，可控电感单元在接入的第二控制信号的控制下提供三个工作模态，具体如下：

工作模态一，第一开关管S₁导通，第一开关管S₁反并联二极管关断，第二开关管S₂关断，第二开关管S₂反并联二极管导通，等效电路如图7(a)所示。电流I_AB依次经过可控电感Ls、开关管S₁、开关管S₂的反并联二极管。此时可控电感Ls的等效电感值为可控电感Ls本身的电感值。

工作模态二，第一开关管S₁、第二开关管S₂及其它们的反并联二极管均关断，可控电感Ls不工作，等效电路如图7(b)所示。此时，没有电流从可控电感单元流过，可控电感Ls的等效电感值为无穷大。

工作模态三，第一开关管S₁关断，第一开关管S₁反并联二极管导通，第二开关管S₂导通，第二开关管S₂反并联二极管关断，等效电路如图7(c)所示。电流I_BA依次经过开关管S₂、开关管S₁的反并联二极管、可控电感Ls。此时可控电感Ls的等效电感值为可控电感Ls本身的电感值。

由上述三个工作模态的分析可知，模态一和模态三下的等效电感值为可控电感本身的电感值，模态二下的等效电感值为无穷大。通过控制开关S₁和S₂导通或关断，图6所示的可控电感单元在上述的三种工作模态下以一定的组合形式交替工作，从而获得需要的等效电感值。所述三种工作模态的具体组合形式取决于实际应用中采用的具体调制策略，在此不做叙述。

通过以一定的顺序组合可控电感单元的所述四种工作模态以及控制每个模态中开关管S₁和S₂导通或关断的时间，调控可控电感单元在一个开关周期内的等效电感值，从而调控可控电感单元的阻抗值，即调控可控电感单元两端的电压。根据本发明提供的谐振电路结构可知，调控可控电感单元两端的电压相当于调控输出电压。所以，本发明提供的高频谐振逆变器的电压增益可调控。

结合上述可控电容单元和可控电感单元，本发明提供以下实施例来帮助进一步理解本发明提供的高频谐振逆变器。

实施例一

本发明实施例提供一种高频谐振逆变器。参见图8，所述高频谐振逆变器包括逆变电路I和谐振电路II。逆变电路I将直流电源电压变换形成对称方波电压。所述对称方波电压经过谐振支路II变换成预期的正弦交流电压。

预设逆变电路的调制波频率等于载波频率，因此输出的对称方波电压的频率等于逆变电路的开关频率。谐振电路利用LC谐振的特征使所述对称方波电压进行傅里叶变换分解得到的频率等于逆变电路开关频率的正弦波输出至负载，而频率不等于逆变电路开关频率的正弦波不能输出至负载。因此本发明提供的逆变器可以输出频率等于开关频率的高频正弦波电压。

其中，逆变电路I包括四个开关管形成的桥式电路，所述桥式电路的第二端连接直流电源的正极，第四端连接直流电源的负极，第一端与谐振电路II的第一端连接，第三端与谐振电路II的第二端连接。

以图8所示电路为例，逆变电路的工作模态：直流电源的电压值为Vin。开关管T1以及开关管T4导通时，输出电压值为Vin，方向为正；开关管T2以及开关器T3件导通时，输出电压值为Vin，方向为负；开关管T1以及开关管T3导通时，输出电压值为零；开关管T2以及开关管T4导通时，输出电压值为零。

所述谐振电路II包括可控电容单元、第一电感Ls和第一电容Cp。第一电感Ls的第一端作为谐振电路的第一端并与逆变电路I的第一端连接，第一电感Ls的第二端与可控电容单元的第一端(标号A表示)连接。可控电容单元的第二端(标号B表示)与第一电容Cp的第一端连接，第一电容Cp的第二端作为谐振电路的第二端与逆变电路I的第三端连接；所述第一电容Cp的两端作为逆变器的两个输出端分别与负载两端连接。

谐振电路II中，可控电容Cs与第一电感Ls在第一谐振频率发生串联谐振，可控电容Cs、第一电感Ls和第一电容Cp在第二谐振频率发生串联谐振。第一谐振频率、第二谐振频率的具体值，取决于实际应用的需求，在此不赘述。

可控电容单元通过控制开关管S₁和S₂的导通和关断实现可控电容Cs在一个开关周期内的等效电容值可调控，即可控电容Cs在一个开关周期内的等效电容值可以根据实际需要而被调控，改变电容值的方法是控制开关管S₁和S₂的导通和关断。也就是说，可控电容Cs在一个开关周期内的等效电容值可调控。

综上所述，通过以一定的顺序组合可控电感单元的所述四种工作模态以及控制每个模态中开关管S₁和S₂导通或关断的时间，调控可控电容Cs在一个开关周期内的等效电容值，从而调控可控电容单元的阻抗值，进而调控可控电容单元两端的电压。根据本发明实施例提供的电路结构可知，可控电容单元与输出端的负载串联，调控可控电容单元两端的电压相当于调控输出电压。所以，本发明提供的高频谐振逆变器的电压增益可调控。

实施例二

本发明实施例提供一种高频谐振逆变器。参见图9，所述高频开关可控谐振逆变器包括逆变电路I和谐振电路II。

其中，逆变电路I的电路组成和结构、工作原理均与图8相同，在此不再赘述。同理，本发明提供的实施例只重点叙述与其它实施例不同的部分，至于电路组成和结构、工作原理相同的部分不再重复赘述。

其中，谐振电路II包括可控电容单元、第一电感Ls、第二电感Lp和第一电容Cp。其中，第一电感Ls的第一端与所述逆变电路I的第一端连接，所述第一电感Ls的第二端与所述可控电容单元的第一端A连接；所述可控电容单元的第二端分别与所述第二电感Lp的第一端和所述第一电容Cp的第一端连接；所述第二电感Lp的第二端和所述第一电容Cp的第二端分别与所述逆变电路I的第三端连接；所述第一电容Cp的两端作为所述逆变器的两个输出端分别与负载两端连接。

谐振电路II中，可控电容Cs与第一电感Ls在第一谐振频率发生串联谐振，第二电感Lp与第一电容Cp在第二谐振频率发生并联谐振，可控电容Cs、第一电感Ls、第二电感Lp和第一电容Cp在第三谐振频率发生谐振。第一谐振频率、第二谐振频率、第三谐振频率的具体值，取决于实际应用的需求，在此不赘述。

电压增益调控原理和逆变电路I的电路组成及工作模态可以参见实施例一。

实施例三

本发明实施例提供一种高频谐振逆变器，参见图10。所述高频开关可控谐振逆变器包括逆变电路I和谐振电路II。

其中，谐振电路II包括可控电容单元、第一电感Ls、第二电感Lp和第一电容Cp。其中，所述第一电感Ls的第一端与所述逆变电路I的第一端连接，所述第一电感Ls的第二端与所述可控电容单元的第一端连接；所述可控电容单元的第二端与所述第一电容Cp的第一端连接；所述第一电容Cp的第二端与所述第二电感Lp的第一端连接；所述第二电感Lp的第二端与所述逆变电路I的第三端连接；所述第一电容Cp的第一端和所述第二电感Lp的第二端作为所述逆变器的两个输出端分别与负载两端连接。

谐振电路II中，可控电容Cs与第一电感Ls在第一谐振频率发生串联谐振，第二电感Lp与第一电容Cp在第二谐振频率发生串联谐振，可控电容Cs、第一电感Ls、第二电感Lp和第一电容Cp在第三谐振频率发生谐振。

电压增益调控原理和逆变电路I的电路组成及工作模态可以参见实施例一。

实施例四

本发明实施例提供一种高频谐振逆变器。参见图11，所述高频谐振逆变器包括逆变电路I和谐振电路II。

其中，谐振电路II包括可控电容单元、第一电感Ls、第二电感Lp和第一电容Cs。其中，所述第一电感Ls的第一端与所述逆变电路I的第一端连接，所述第一电感Ls的第二端与所述第一电容Cs的第一端连接；所述第一电容Cs的第二端与所述可控电容单元的第一端连接；所述可控电容单元的第二端与所述第二电感Lp的第一端连接；所述第二电感Lp的第二端与所述逆变电路I的第三端连接；所述可控电容单元的第一端和所述第二电感Lp的第二端作为所述逆变器的两个输出端分别与负载两端连接。

谐振电路II中，第一电感Ls与第一电容Cs在第一谐振频率发生串联谐振，可控电容Cp与第二电感Lp在第二谐振频率发生串联谐振，可控电容Cp、第一电感Ls、第二电感Lp和第一电容Cs在第三谐振频率发生串联谐振。电压增益调控原理可以参见实施例一，在此不再赘述。

实施例五

本发明实施例提供一种高频谐振逆变器及其控制方法。参见图12，所述高频开关可控谐振逆变器包括逆变电路I和谐振电路II。

谐振电路II包括可控电感单元、第一电感Ls和第一电容Cp。第一电感Ls的第一端与逆变电路I的第一端连接，第一电感Ls的第二端与可控电感单元的第一端A连接。可控电感单元的第二端与逆变电路I的第三端连接。第一电容Cp与可控电感单元并联；所述第一电容Cp的两端作为所述逆变器的两个输出端分别与负载两端连接。

谐振电路II中，可控电感Lp与第一电容Cp在第一谐振频率发生并联谐振，第一电感Ls、可控电感Lp以及第一电容Cp在第二谐振频率发生谐振。

可控电感单元通过控制两个开关管S₁和S₂的导通和关断实现可控电感Lp在一个开关周期内的等效电感值可调控，即可控电感Lp在一个开关周期内的等效电感值可以根据实际需要而发生变化，改变可控电感Lp电感值的方法是控制开关管S₁和S₂的导通和关断。也就是说，通过控制开关管S₁和S₂的导通和关断，调控可控电感Lp在一个开关周期内的等效电感值，从而调控谐振电路II的电压增益。

实施例六

本发明实施例提供一种高频谐振逆变器。参见图13，所述高频谐振逆变器包括逆变电路I和谐振电路II。

其中，谐振电路II包括可控电感单元、第一电容Cs、第一电感Ls和第二电容Cp。其中，所述第一电感Ls的第一端与所述逆变电路I的第一端连接，所述第一电感Ls的第二端与所述第一电容Cs的第一端连接；所述第一电容Cs的第二端分别与所述可控电感单元的第一端和所述第二电容Cp的第一端连接；所述可控电感单元的第二端和所述第二电容Cp的第二端分别与所述逆变电路I的第三端连接；所述可控电感单元的第一端和第二端作为所述逆变器的两个输出端分别与负载两端连接。

谐振电路II中，第一电感Ls与第一电容Cs在第一谐振频率发生串联谐振，第二电容Cp与可控电感Lp在第二谐振频率发生并联谐振，可控电容Cp、第一电感Ls、第二电感Lp和第一电容Cs在第三谐振频率发生谐振。电压增益调控原理可以参见实施例五，在此不再赘述。

实施例七

本发明实施例提供一种高频谐振逆变器。参见图14，所述高频谐振逆变器包括逆变电路I和谐振电路II。

其中，谐振电路II包括可控电感单元、第一电容Cs、第一电感Lp和第二电容Cp。其中，所述可控电感单元的第一端和所述第一电容Cs的第一端分别与所述逆变电路I的第一端连接；所述可控电感单元的第二端和所述第一电容Cs的第二端分别与所述第二电容Cp的第一端连接；所述第二电容Cp的第二端与所述第一电感Lp的第一端连接；所述第一电感Lp的第二端与所述逆变电路I的第三端连接；所述第二电容Cp的第一端和所述第一电感Lp的第二端作为所述逆变器的两个输出端分别与负载两端连接。

谐振电路II中，可控电感Ls与第一电容Cs在第一谐振频率发生并联谐振，第一电感Lp与第二电容Cp在第二谐振频率发生并联谐振，可控电感Ls、第一电容Cs、第一电感Lp和第二电容Cp在第三谐振频率发生谐振。电压增益调控原理可以参见实施例五，在此不再赘述。

实施例八

本发明实施例提供一种高频谐振逆变器。参见图15，所述高频谐振逆变器包括逆变电路I和谐振电路II。

其中，谐振电路II包括可控电感单元、第一电容Cs、第一电感Ls和第二电容Cp。其中，所述第一电容Cs的第一端和所述第一电感Ls的第一端分别与所述逆变电路I的第一端连接；所述第一电容Cs的第二端和所述第一电感Ls的第二端分别与所述第二电容Cp的第一端连接，以及所述第一电容Cs的第二端和所述第一电感Ls的第二端分别与所述可控电感单元的第一端连接；所述第二电容Cp的第二端和所述可控电感单元的第二端分别与所述逆变电路I的第三端连接；所述可控电感单元的第一端和第二端作为所述逆变器的两个输出端分别与负载两端连接。

谐振电路II中，第一电容Cs与第一电感Ls在第一谐振频率发生并联谐振，可控电感Lp与第二电容Cp在第二谐振频率发生并联谐振，可控电感Lp、第一电容Cs、第一电感Ls和第二电容Cp在第三谐振频率发生谐振。电压增益调控原理可以参见实施例五，在此不再赘述。

以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围，其均应涵盖在本发明的权利要求和说明书的范围当中。