阅读说明：本技术 一种mmc换流阀调制策略的选择方法 (Selection method of modulation strategy of MMC converter valve ) 是由 荣飞 尹章涛 饶宏 黄守道 周保荣 马河涛 于 2017-02-28 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种MMC换流阀调制策略的选择方法,在一定的容量和直流电压条件下,首先求解出一个工频周期内采用载波移相调制得到的换流阀总损耗,然后求解出一个工频周期内采用最近电平逼近调制得到的换流阀总损耗,最后令两种调制方式下的损耗相等,求解出MMC换流阀桥臂模块个数。当实际应用中的子模块个数大于或等于求解得到的N值时,采用最近电平逼近的调制方式；当实际应用中的子模块个数小于求解得到的N值时,采用载波移相的调制方式。本发明所述的调制策略的选择方法,有利于减小MMC换流阀系统的损耗,降低运行成本。(The invention discloses a selection method of a modulation strategy of an MMC converter valve, which comprises the steps of firstly solving the total loss of the converter valve obtained by adopting carrier phase shift modulation in a power frequency period under the condition of certain capacity and direct-current voltage, then solving the total loss of the converter valve obtained by adopting nearest level approximation modulation in the power frequency period, and finally making the losses under the two modulation modes equal to each other and solving the number of bridge arm modules of the MMC converter valve. When the number of the sub-modules in practical application is larger than or equal to the N value obtained by solving, adopting a modulation mode of nearest level approximation; and when the number of the sub-modules in practical application is smaller than the solved N value, a modulation mode of carrier phase shift is adopted. The selection method of the modulation strategy is beneficial to reducing the loss of the MMC converter valve system and reducing the running cost.)

一种MMC换流阀调制策略的选择方法

技术领域

本发明属于柔性直流输电领域，特别涉及模块化多电平换流器调制策略和损耗计算方面。

背景技术

随着电力电子技术的发展，模块化多电平(MMC)换流阀极大地促进了高压直流输电技术的发展。但是高损耗是其在在大功率传输中的主要制约因素。

模块化多电平(MMC)换流阀每个桥臂串联了多个相同的子模块，通过控制子模块的导通和关闭，就可以实现输出多电平，并且输出波形谐波含量小，往往电力系统中不需要额外加设滤波器，大大降低了成本。MMC换流阀系统中损耗主要是由子模块中的IGBT和二极管产生的，常用的调制策略有载波移相调制和最近电平逼近调制两种，不同调制策略下MMC系统的损耗不同。合适的调制策略，能够大大降低系统的运行成本。

载波移相调制方式中虽然每个子模块的载波频率固定，但是需要多个PI调节器，导致较高的控制系统复杂度，PI整定困难，因而目前在桥臂子模块数较大的场合，常采用最近电平逼近调制。但是在最近电平逼近调制下，子模块均压控制使得子模块的平均开关频率随着桥臂子模块个数的增大而增大，从而使得系统损耗急剧上升。而载波移相调制方式则不存在这种问题。两种调制方式各有优缺点，因此，有必要设计一种MMC换流阀调制策略的选择方法，以减小系统损耗，降低系统的运行成本。

发明内容

本发明所解决的问题是，针对现有技术的不足，提供一种MMC换流阀调制策略的选择方法，选择出在特定系统参数下，损耗最小的一种调制策略。

为了实现以上目标，本发明采用的技术方案是：

一种MMC换流阀调制策略的选择方法，所述的MMC换流阀采用三相六桥臂对称的逆变结构，每相包含包括上下两个桥臂，每个桥臂包括相互串联的N个相同的SM子模块和一个桥臂电感，并从上下桥臂电感的连接线上引出相线；每个SM子模块包含包括两个IGBT管T₁和T₂、两个二极管D₁、和D₂、以及一个电容C；其中，D₁和D₂分别反向并联在T₁和T₂上，T₁的集电极连接电容C的正极，发射极作为SM子模块的正端口，T₂的集电极连接在正端口上，发射极作为SM子模块的负端口，并将电容C的负极接在负端口上，T₁和T₂的栅极接收控制信号；在一定的容量和直流电压条件下，调制策略的选择方法包含以下步骤：

步骤1、计算一个工频周期内采用载波移相调制方式得到的MMC换流阀总损耗P_cps；

步骤2、计算一个工频周期内采用最近电平逼近调制方式得到的MMC换流阀总损耗P_nlm；

步骤3、比较两者损耗，确定合适的调制策略；

令两种调制方式下的MMC换流阀总损耗相等，即P_cps-P_nlm＝0，求解出MMC换流阀每个桥臂中SM子模块的个数N；

当实际应用中的SM子模块个数大于求解得到的N值时，采用最近电平逼近的调制方式；当实际应用中的SM子模块个数小于求解得到的N值时，采用载波移相的调制方式；当实际应用中的子模块个数等于求解得到的N值时，考虑控制系统的成本，采用最近电平逼近的调制方式。

进一步地，所述步骤1具体包括以下步骤：

(1.1)计算在一个工频周期内流经各器件的平均电流和有效电流：

一个工频周期内流过T₁的平均电流和有效电流分别为：

一个工频周期内流过T₂的平均电流和有效电流分别为：

一个工频周期内流过D₁的平均电流和有效电流分别为：

一个工频周期内流过D₂的平均电流和有效电流分别为：

其中，T为工频周期，m为调制比，ω为基波角频率，t表示时间，k表示第k个SM子模块，取值为1,2,…,N；f_c为载波频率，S为MMC换流阀的额定功率，

为MMC换流阀在额定状态下的功率因数角，U_dc为MMC换流阀直流侧电压，积分时间t₁、t₂和t₃可通过下式计算得到：

(1.2)计算第k个SM子模块产生的通态损耗和动态损耗：

其中，U_CE为IGBT管的导通电压偏置，r_CE为其对应的通态电阻；U_f为二极管的导通电压偏置，r_f为其对应的通态电阻；E_{T_ref}为IGBT单次开通损耗和单次关断损耗之和；E_{D_ref}为二极管的单次反向恢复损耗；U_CE、r_CE、U_f、r_f、、E_{T_ref}和E_{D_ref}都可从IGBT生产厂家的说明书中得到；U_ref和I_ref分别是IGBT生产厂家测量E_{T_ref}时的集电极—发射极电压和集电极电流；

(1.3)计算MMC换流阀的总损耗：

进一步地，所述步骤1具体包括以下步骤：

(2.1)计算通态损耗：

其中，n_ap为a相上桥臂投入的子模块的个数，i_ap表示a相上桥臂电流，P_{T_con}(i_ap)和P_{T_con}(i_ap)为关于i_ap的函数，可通过下面各式得出：

上式中，round()为四舍五入取整函数；

(2.2)计算必要开关损耗：

其中，a₁、b₁、c₁为IGBT关断损耗二次拟合系数；a₂、b₂、c₂为IGBT开通损耗二次拟合系数；a₃、b₃、c₃为二极管反向恢复损耗二次拟合系数；k₁、k₂和k₃分别为IGBT的关断损耗、IGBT的开通损耗和二极管的反向恢复损耗的截至电压修正系数，可用下式计算，

(2.3)计算附加开关损耗：

其中，C表示子模块电容大小，Δu是均压控制下电容电压允许的最大偏差，由用户决定，f为控制频率，I_m表示a相输出电流的最大值，I_max为桥臂电流的最大值，这两个值通过下面的式子计算得到：

(2.4)计算最近电平逼近调制策略下换流阀总损耗：

P_nlm＝6(P_con+P_sw1+P_sw2)。

进一步地，所述步骤(2.2)中，a₁、b₁、c₁为IGBT关断损耗二次拟合系数，通过对IGBT生产厂家的说明书中“125℃下典型集电极电流-关断损耗”曲线采用二次曲线拟合的方式获得，a₁是拟合方法中常数项系数，b₁是一次项系数，c₁是二次项系数；a₂、b₂、c₂为IGBT开通损耗二次拟合系数，通过对IGBT生产厂家的说明书中“125℃下典型集电极电流-开通损耗”曲线采用二次曲线拟合的方式获得，a₂是拟合方法中常数项系数，b₂是一次项系数，c₂是二次项系数；a₃、b₃、c₃为二极管反向恢复损耗二次拟合系数，通过对IGBT生产厂家的说明书中“125℃下典型通态电流-反向恢复损耗”曲线采用二次曲线拟合的方式获得，a₃是拟合方法中常数项系数，b₃是一次项系数，c₃是二次项系数。

进一步地，a₁为378.2，b₁为4.025，c₁为0.00006071，a₂为684.4，b₂为3.059，c₂为0.0006558；U_f为1.079V，r_f为0.001109Ω，a₃为644.2，b₃为3.103，c₃为-0.0007948。

进一步地，所述S为2MVA，U_dc为10kV，m为0.95，ω为50Hz，T为0.02s，

为0，f_c为200Hz，C为50mF，Δu为100V，U_ref为2800V，I_ref为1200A，IGBT管的型号为Infineon-FZ1200R45HL，E_{T_ref}为10600mJ，E_{D_ref}为3200mJ；U_CE为1.342V，r_CE为0.00126Ω。

本发明的有益效果是：

本发明以低系统损耗为目标，通过计算载波移相调制和最近电平逼近调制两种调制方式下损耗相等时对应的SM子模块个数，得出在特定容量和电压等级下，MMC最优的调制策略；本发明给实际应用中选择系统损耗较低的调制方式提供依据，从而减小了MMC换流阀的损耗，降低了MMC换流阀的运行成本。

附图说明

图1为MMC换流阀结构图

图2为a相上桥臂电流波形

图3为两种调制方式下损耗与子模块个数的关系

具体实施方式

为了使本发明所解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例1：

本发明公开了一种MMC换流阀调制策略的选择方法，如图1所示，所述的MMC换流阀采用三相六桥臂对称的逆变结构，每相包含包括上下两个桥臂，每个桥臂包括相互串联的N个相同的SM子模块和一个桥臂电感，并从上下桥臂电感的连接线上引出相线；每个SM子模块包含包括两个IGBT管T₁和T₂、两个二极管D₁、和D₂、以及一个电容C；其中，D₁和D₂分别反向并联在T₁和T₂上，T₁的集电极连接电容C的正极，发射极作为SM子模块的正端口，T₂的集电极连接在正端口上，发射极作为SM子模块的负端口，并将电容C的负极接在负端口上，T₁和T₂的栅极接收控制信号；在一定的容量和直流电压条件下，调制策略的选择方法包含以下步骤：

步骤1、计算一个工频周期内采用载波移相调制方式得到的MMC换流阀总损耗P_cps；

图2是a相上桥臂电流的波形，从中可以看出，桥臂电流是在正弦电流的基础上叠加一个直流分量，可以求得电流过零点的时间，并由此对损耗进行分段计算。

(1.1)计算在一个工频周期内流经各器件的平均电流和有效电流：

一个工频周期内流过T₁的平均电流和有效电流分别为：

一个工频周期内流过T₂的平均电流和有效电流分别为：

一个工频周期内流过D₁的平均电流和有效电流分别为：

一个工频周期内流过D₂的平均电流和有效电流分别为：

其中，T为工频周期，m为调制比，ω为基波角频率，t表示时间，k表示第k个SM子模块，取值为1,2,…,N；f_c为载波频率，S为MMC换流阀的额定功率，为MMC换流阀在额定状态下的功率因数角，U_dc为MMC换流阀直流侧电压，积分时间t₁、t₂和t₃可通过下式计算得到：

(1.2)计算第k个SM子模块产生的通态损耗和动态损耗：

其中，U_CE为IGBT管的导通电压偏置，r_CE为其对应的通态电阻；U_f为二极管的导通电压偏置，r_f为其对应的通态电阻；E_{T_ref}为IGBT单次开通损耗和单次关断损耗之和；E_{D_ref}为二极管的单次反向恢复损耗；U_CE、r_CE、U_f、r_f、、E_{T_ref}和E_{D_ref}都可从IGBT生产厂家的说明书中得到；U_ref和I_ref分别是IGBT生产厂家测量E_{T_ref}时的集电极—发射极电压和集电极电流；

(1.3)计算MMC换流阀的总损耗：

步骤2、计算一个工频周期内采用最近电平逼近调制方式得到的MMC换流阀总损耗P_nlm；

(2.1)计算通态损耗：

其中，n_ap为a相上桥臂投入的子模块的个数，i_ap表示a相上桥臂电流，P_{T_con}(i_ap)和P_{T_con}(i_ap)为关于i_ap的函数，可通过下面各式得出：

上式中，round()为四舍五入取整函数；

(2.2)计算必要开关损耗：

其中，a₁、b₁、c₁为IGBT关断损耗二次拟合系数；a₂、b₂、c₂为IGBT开通损耗二次拟合系数；a₃、b₃、c₃为二极管反向恢复损耗二次拟合系数；a₁为378.2，b₁为4.025，c₁为0.00006071，a₂为684.4，b₂为3.059，c₂为0.0006558；U_f为1.079V，r_f为0.001109Ω，a₃为644.2，b₃为3.103，c₃为-0.0007948；k₁、k₂和k₃分别为IGBT的关断损耗、IGBT的开通损耗和二极管的反向恢复损耗的截至电压修正系数，可用下式计算，

(2.3)计算附加开关损耗：

其中，C表示子模块电容大小，Δu是均压控制下电容电压允许的最大偏差，由用户决定，f为控制频率，I_m表示a相输出电流的最大值，I_max为桥臂电流的最大值，这两个值通过下面的式子计算得到：

(2.4)计算最近电平逼近调制策略下换流阀总损耗：

P_nlm＝6(P_con+P_sw1+P_sw2)。

各参数的取值为：S为2MVA，U_dc为10kV，m为0.95，ω为50Hz，T为0.02s，为0，f_c为200Hz，C为50mF，Δu为100V，U_ref为2800V，I_ref为1200A，IGBT管的型号为Infineon-FZ1200R45HL，E_{T_ref}为10600mJ，E_{D_ref}为3200mJ；U_CE为1.342V，r_CE为0.00126Ω。

步骤3、比较两者损耗，确定合适的调制策略；

令两种调制方式下的MMC换流阀总损耗相等，即P_cps-P_nlm＝0，求解出MMC换流阀每个桥臂中SM子模块的个数N；

当实际应用中的SM子模块个数大于求解得到的N值时，采用最近电平逼近的调制方式；当实际应用中的SM子模块个数小于求解得到的N值时，采用载波移相的调制方式；当实际应用中的子模块个数等于求解得到的N值时，考虑控制系统的成本，采用最近电平逼近的调制方式。

图3是载波频率为200Hz时，载波移相调制和最近电平逼近调制下系统总损耗与子模块个数的关系，从图中可以看出来，在SM子模块个数达到10时，两种调制方式下损耗相等，考虑到成本，选择最近电平逼近调制；而在SM子模块个数小于10时，最近电平逼近调制方式下损耗较小，此时应该选择最近电平逼近调制；SM子模块个数大于10时，载波移相调制方式下损耗较小，此时应该选择载波移相调制。