一种双馈电机无模型预测控制方法、装置及电子设备
阅读说明：本技术 一种双馈电机无模型预测控制方法、装置及电子设备 (Model-free prediction control method and device for double-fed motor and electronic equipment ) 是由 张永昌 张晟铵 焦健 蒋涛 于 2020-06-10 设计创作，主要内容包括：本申请一个或多个实施例提供一种双馈电机无模型预测控制方法、装置及电子设备,包括：基于双馈电机的数学模型确定定子电流i<Sub>s</Sub>；基于双馈电机控制系统的超局部模型和定子电流i<Sub>s</Sub>建立定子电流超局部模型；基于定子电流超局部模型确定k时刻的系统变量F的估计值<Image he="81" wi="107" file="DDA0002533262960000011.GIF" imgContent="drawing" imgFormat="GIF" orientation="portrait" inline="no"></Image>离散定子电流超局部模型和补偿后定子电流；基于电流无差拍控制方法结合离散定子电流超局部模型、补偿后定子电流和估计值<Image he="71" wi="66" file="DDA0002533262960000012.GIF" imgContent="drawing" imgFormat="GIF" orientation="portrait" inline="no"></Image>确定k+1时刻的转子电压<Image he="82" wi="139" file="DDA0002533262960000014.GIF" imgContent="drawing" imgFormat="GIF" orientation="portrait" inline="no"></Image>基于转子电压<Image he="86" wi="129" file="DDA0002533262960000013.GIF" imgContent="drawing" imgFormat="GIF" orientation="portrait" inline="no"></Image>确定最终转子电压,并将最终转子电压输入转子侧变换器以控制定子侧功率。本申请通过改变转子电压以控制定子电流的变化,从而实现对定子侧功率的控制,不受到参数变化的影响,确保了稳定的动态性能。(One or more embodiments of the present application provide a method, an apparatus, and an electronic device for model-free predictive control of a doubly-fed motor, including: stator current i is determined based on mathematical model of doubly-fed motor s (ii) a Super-local model and stator current i based on dual-feeder control system s Establishing a stator current super-local model; estimation value of system variable F at moment k based on stator current super-local model Dispersing a stator current super-local model and compensating the stator current; current dead beat control method based on combination of discrete stator current super-local model, compensated stator current and estimated value Determining rotor voltage at time k +1 Based on rotor voltage A final rotor voltage is determined and input to the rotor side converter to control the stator side power. The stator side power control method and the stator side power control device have the advantages that the rotor voltage is changed to control the change of the stator current, so that the control of the stator side power is realized, the influence of parameter change is avoided, and the stable dynamic performance is ensured.)
技术领域
本申请中一个或多个实施例涉及新能源并网发电技术领域，尤其涉及一种双馈电机无模型预测控制方法、装置及电子设备。
背景技术
无模型控制是一种无需建立过程模型的自适应控制方法，由于具有非线性系统的实时高性能控制、提升系统对电机参数变化的鲁棒性等优点，近些年被大量应用于新能源并网发电领域。双馈电机在运行过程中可能因为温度变化而导致电机参数发生变化，对于现有技术中传统的矢量控制或者模型预测控制来说，这将导致系统性能变差。另外，如果参数发生变化，会引起转速和角度的准确度受到影响，且过度依赖复杂的计算和采样，对控制系统的实时运算能力要求很高。
发明内容
有鉴于此，本申请中一个或多个实施例的目的在于提出一种双馈电机无模型预测控制方法、装置及电子设备，以解决现有技术中采用模型预测会导致系统性能变差、过于依赖复杂的计算和采样以及对控制系统的实时运算能力要求太高的问题。
基于上述目的，本申请中一个或多个实施例提供了一种双馈电机无模型预测控制方法，包括：
基于双馈电机的数学模型确定定子电流is；
基于双馈电机控制系统的超局部模型和所述定子电流is建立定子电流超局部模型；
基于所述定子电流超局部模型确定k时刻的系统变量F的估计值离散定子电流超局部模型和补偿后定子电流；
基于电流无差拍控制方法结合所述离散定子电流超局部模型、补偿后定子电流和估计值
基于所述转子电压
可选的，所述基于双馈电机的数学模型确定定子电流is，包括：
基于所述双馈电机的数学模型确定由所述定子电流is和转子电流us表示的定子磁链微分方程
其中，ψs表示定子磁链，Rs表示定子电阻，j表示虚数单位，ωr表示转子电角速度，Ls表示定子电感，Lm表示互感，ir表示转子电流；
基于所述双馈电机的数学模型确定由所述定子电流is和转子电流us表示的转子磁链微分方程
其中，ψr表示转子磁链，ur表示转子电压，Rr表示转子电阻；
基于所述定子磁链ψs和转子磁链ψr确定所述定子电流is，所述定子电流is表示为
is＝λ(Lrψs-Lmψr)
其中，λ表示第一影响参数，Lr表示转子电感；
基于定子电流is、定子磁链ψs和转子磁链ψr确定定子电流微分方程为
其中，σ表示第二影响参数，
可选的，所述基于双馈电机控制系统的超局部模型和所述定子电流is建立定子电流超局部模型，包括：
确定所述双馈电机控制系统的超局部模型，表示为y(n)＝αu+F
其中，y表示系统输出量，u表示系统输入量，α表示系统输入量的系数，n表示系统阶次；
基于所述双馈电机控制系统的超局部模型和定子电流is建立定子电流超局部模型，所述定子电流超局部模型表示为
可选的，所述k时刻的系统变量F的估计值表示为
其中，nF表示积分步长L中控制周期的个数，Tsc表示一个控制周期的时间，F1表示所述系统变量F的第一分量，F2表示所述系统变量F的第二分量。
可选的，所述基于所述定子电流超局部模型确定k时刻的系统变量F的估计值
通过对所述定子电流超局部模型进行一阶欧拉离散操作以确定所述离散定子电流超局部模型，所述离散定子电流超局部模型表示为
其中，表示k+1时刻的定子电流，
确定所述补偿后定子电流，包括：基于一步延时补偿确定k时刻的定子电流
其中
可选的，所述k+1时刻的转子电压表示为
其中，表示为定子电流参考值，表示根据所述估计值确定的k+1时刻的所述系统变量F的估计值。
可选的，还包括：
根据所述k+1时刻的转子电压
da＝0.5(ua+uz+1)
其中，ua表示原始a相调制波，uz表示注入的零序分量；
b相占空比表示为
db＝0.5(ub+uz+1)
其中，ub表示原始b相调制波；
c相占空比表示为
dc＝0.5(uc+uz+1)
其中，uc表示原始b相调制波。
可选的，所述基于所述转子电压确定最终转子电压，包括：
基于所述三相占空比确定所述转子侧变换器的驱动信号；
根据所述转子电压和驱动信号确定所述最终转子电压。
基于同一发明构思本申请一个或多个实施例还提出了一种双馈电机无模型预测控制装置，包括：
第一确定模块，被配置为基于双馈电机的数学模型确定定子电流is；
建立模块，被配置为基于双馈电机控制系统的超局部模型和所述定子电流is建立定子电流超局部模型；
第二确定模块，被配置为基于所述定子电流超局部模型确定k时刻的系统变量F的估计值离散定子电流超局部模型和补偿后定子电流；
第三确定模块，被配置为基于电流无差拍控制方法结合所述离散定子电流超局部模型、补偿后定子电流和估计值
控制模块，被配置为基于所述转子电压
基于同一发明构思本申请一个或多个实施例还提出了一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述程序时实现上述任意一项所述的方法。
从上面所述可以看出，本申请中一个或多个实施例提供的一种双馈电机无模型预测控制方法、装置及电子设备，通过双馈电机的数学模型确定定子电流is，得到定子电流is的表达式，通过表达式能够确定影响定子电流is的参量，从而通过控制影响定子电流is的参量达到控制定子电流is的目的；基于双馈电机控制系统的超局部模型和定子电流is建立定子电流超局部模型，无需建立过程模型，通过定子电流超局部模型进一步确定以定子电流is作为系统输出量，将转子电压作为系统输入量的参量关系；基于所述定子电流超局部模型确定k时刻的系统变量F的估计值离散定子电流超局部模型和补偿后定子电流，使得估计值不会受到参数变化的影响，通过对定子电流超局部模型进行变换和离散，避免了依赖过度复杂的计算过程，降低对控制系统的实时运算能力的要求；基于电流无差拍控制方法结合所述离散定子电流超局部模型、补偿后定子电流和估计值
附图说明
为了更清楚地说明本申请中一个或多个实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中一个或多个实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本申请中一个或多个实施例中双馈电机无模型预测控制方法的流程示意图；
图2为本申请中一个或多个实施例中双馈电机无模型预测控制方法的结构框图；
图3为本申请中一个或多个实施例中双馈电机无模型预测控制装置的示意图；
图4为本申请中一个或多个实施例中电子设备的示意图；
图5为本申请中一个或多个实施例中利用本申请方法采用10kHz采样率，定子侧功率参考值为-1000W和0Var，电机转速为700r/min，α＝-40时的稳定运行实验图；
图6为本申请中一个或多个实施例中利用本申请方法采用10kHz采样率，定子侧功率参考值为0Var，电机转速为700r/min，α＝-40时，定子侧有功功率参考值由0W变至-1000W的实验图；
图7为本申请中一个或多个实施例中利用本申请方法采用10kHz采样率，定子侧功率参考值为-750W和0Var，α＝-40时，电机转速由900r/min变到1100r/min的实验图；
图8为本申请中一个或多个实施例中利用本申请方法采用10kHz采样率，定子侧功率参考值为-1000W和0Var，电机转速为700r/min，α＝-40时，互感参数发生变化的实验图；
图9为本申请中一个或多个实施例中利用现有技术方法采用10kHz采样率，定子侧功率参考值为-1000W和0Var，电机转速为700r/min，α＝-40时，互感参数发生变化的实验图；
图10为本申请中一个或多个实施例中利用本申请方法采用10kHz采样率，定子侧功率参考值为-1000W和0Var，电机转速为700r/min，α＝-30时的稳定运行实验图；
图11为本申请中一个或多个实施例中利用本申请方法采用10kHz采样率，定子侧功率参考值为-1000W和0Var，电机转速为700r/min，α＝-55时的稳定运行实验图。
具体实施方式
为使本公开的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本公开进一步详细说明。
需要说明的是，除非另外定义，本申请中一个或多个实施例使用的技术术语或者科学术语应当为本公开所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本申请中一个或多个实施例中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。“包括”或者“包含”等类似的词语意指出现该词前面的元件或者物件涵盖出现在该词后面列举的元件或者物件及其等同，而不排除其他元件或者物件。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。“上”、“下”、“左”、“右”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也可能相应地改变。
本申请中一个或多个实施例提供了一种双馈电机无模型预测控制方法、装置及电子设备。
发明人通过研究发现现有技术在双馈电机在运行过程中可能因为温度变化而导致电机参数发生变化，对于现有技术利用矢量控制或者模型预测控制而言，将导致系统性能变差，而且对于现有技术中的双馈电机而言，如果参数发生变化，会引起转速和角度的准确度受到影响；现有技术中为改善参数变动导致的波动，一些方法引入扰动观测器的概念，但是这些方法过于依赖复杂的计算和采样，对控制系统的实时运算能力要求很高，为了解决现有技术中采用模型预测会导致系统性能变差、过于依赖复杂的计算和采样以及对控制系统的实时运算能力要求太高的问题因此本申请中一个或多个实施例提供的一种双馈电机无模型预测控制方法，参考图1，包括以下步骤：
S101基于双馈电机的数学模型确定定子电流is。
本实施例中，利用的双馈电机在转子坐标系下的数学模型，包括：
ψs＝Lsis+Lmir
ψr＝Lrir+Lmis
其中，us表示定子电压，ur表示转子电压，ir表示转子电流，ψs表示定子磁链，ψr表示转子磁链，Rs表示定子电阻，Rr表示转子电阻，Ls表示定子电感，Lr表示转子电感，Lm表示互感。
参考图2，DFIG为双馈电机，根据双馈电机的数学模型解得由定子电流is和转子电流us表示的定子磁链微分方程，表示为
其中，j表示虚数单位，ωr表示转子电角速度；根据双馈电机的数学模型还可以解得由定子电流is和转子电流us表示的转子磁链微分方程，表示为
根据双馈电机的数学模型，定子电流能够用定子磁链和转子磁链进行表示，定子电流表示为
is＝λ(Lrψs-Lmψr)
其中，λ表示第一影响参数，
然后，将定子电流方程用微分形式表示为
将定子磁链和转子磁链的微分方程代入用微分形式表示的定子电流方程，可以得到定子电流微分方程，表示为
其中，σ表示第二影响参数，
S102基于双馈电机控制系统的超局部模型和所述定子电流is建立定子电流超局部模型。
本实施例中，对于一个控制系统而言，控制系统的输入输出变化可以近似地描述为一个有限维的微分方程，表示为
E(t,y,y(1),…,y(n),u,u(1),…,u(m))＝0
其中，y表示系统输出量，u为系统输入量，E表示一个在大部分点可导的函数。根据控制系统的微分方程，可以用一种超局部模型来描述整个控制系统，该超局部模型表示为
y(n)＝αu+F
其中，α表示系统输入量的系数，n表示系统阶次，F表示一个包含系统部分已知结构、未知量以及干扰的变量，即系统变量，α的作用是调节系统输入量u的数量级与F的数量级一致，n的值为1或2，根据被控系统的阶次确定，F可根据α、u和对y(n)的估计计算出来。
根据步骤S101中得到的定子电流微分方程，可以将定子电流微分方程中的
S103基于所述定子电流超局部模型确定k时刻的系统变量F的估计值
本实施例中，将y＝αu+F进行拉式变换可得
其中，y0是y在时间间隔[t-L,t]中的初始条件,L是选定的积分步长。
通过对经过拉氏变换后的公式对s求导可得
将求导后的公式进行化简并转换到时域的公式，得到系统变量F的估计值
取L＝nF*Tsc,nF表示积分步长L中控制周期的个数,并利用梯形积分法可以得到k时刻的变量F估计值为
其中，Tsc表示一个控制周期的时间，F1表示系统变量F的第一分量，F2表示系统变量F的第二分量。
其中F1表示为
F1＝(nF-2(k-1))is(k-1)+(nF-2k)is(k)
F2表示为
F2＝α(k-1)Tsc(nF-(k-1))ur(k-1)+αkTsc(nF-k)ur(k)。
本实施例中，根据一阶欧拉离散法可知，对于一个常微分方程
y(xn+1)-y(xn)＝(xn+1-xn)*f(xn,y(xn))
双馈电机中的三相定子电压usabc通过3/2变换得到k时刻的定子电压三相电子电流isabc通过3/2变换得到k时刻的定子电流
其中，Fk+1表示k+1时刻的系统变量。
在数字控制系统中，由于当前控制周期中计算出的电压矢量会作用于下一周期中，这样会导致一步延时，因此考虑利用当前时刻，即k时刻，与上一时刻，即k-1时刻的电流差分值对
补偿后定子电流表示当前时刻的定子电流值经过一步延时补偿后预测得到的下一时刻的定子电流值，例如k时刻的定子电流值经过一步延时补偿后预测得到的k+1时刻的定子电流值以及k+1时刻的定子电流值
S104基于电流无差拍控制方法结合所述离散定子电流超局部模型、补偿后定子电流和估计值
本实施例中，根据一步延时补偿的原理，k时刻的定子电流经过补偿后得到k+1时刻的补偿后定子电流为同样，可以利用一步延时补偿的原理预测k+2时刻的补偿后定子电流值，根据瞬时功率理论，k+2时刻的定子电流参考值可以通过定子侧电压us和定子侧复功率参考值Sref计算得到，即
其中，标号*表示取共轭。其中
其中，ωs为定子电角速度。
通过求解离散定子电流超局部模型，得到k+1时刻的转子电压，表示为
其中，
根据电流无差拍控制方法，为了使定子电流能尽快跟踪上满足参考功率要求的数值
S105基于所述转子电压确定最终转子电压，并将所述最终转子电压输入转子侧变换器以控制定子侧功率。
本实施例中，根据k+1时刻的转子电压
da＝0.5(ua+uz+1)
其中，ua表示原始a相调制波，uz表示注入的零序分量，uz＝-0.5*(max(ua,ub,uc)+min(ua,ub,uc))，max(ua,ub,uc)表示ua,ub,uc三者中最大的一个，min(ua,ub,uc)表示ua,ub,uc三者中最小的一个；
b相占空比表示为
db＝0.5(ub+uz+1)
其中，ub表示原始b相调制波；
c相占空比表示为
dc＝0.5(uc+uz+1)
其中，uc表示原始b相调制波。
ua,ub,uc可以通过下述公式从所求的最终转子电压得到
其中，udc为变换器直流母线电压，
进而通过三相占空比构建得到驱动变换器开关管的驱动信号，即开关信号，得到矢量形式的最终转子电压
其中，为定子电流的共轭。由于定子侧与电网相连，所以定子电压与电网电压相同，可将定子电压看为已知的不变量，因此由瞬时功率公式可知，定子侧功率只会随着定子电流的变化而变化。根据定子电流微分方程可知，当转子电压发生变化时，会使定子电流发生改变，因此可以通过转子电压实现对定子电流的控制，进而实现对定子侧功率的控制。
从上面所述可以看出，本申请中一个或多个实施例提供的一种双馈电机无模型预测控制方法、装置及电子设备，通过双馈电机的数学模型确定定子电流is，得到定子电流is的表达式，通过表达式能够确定影响定子电流is的参量，从而通过控制影响定子电流is的参量达到控制定子电流is的目的；基于双馈电机控制系统的超局部模型和定子电流is建立定子电流超局部模型，无需建立过程模型，通过定子电流超局部模型进一步确定以定子电流is作为系统输出量，将转子电压作为系统输入量的参量关系；基于所述定子电流超局部模型确定k时刻的系统变量F的估计值离散定子电流超局部模型和补偿后定子电流，使得估计值不会受到参数变化的影响，通过对定子电流超局部模型进行变换和离散，避免了依赖过度复杂的计算过程，降低对控制系统的实时运算能力的要求；基于电流无差拍控制方法结合所述离散定子电流超局部模型、补偿后定子电流和估计值
上述对本说明书特定实施例进行了描述。其它实施例在所附权利要求书的范围内。在一些情况下，在权利要求书中记载的动作或步骤可以按照不同于实施例中的顺序来执行并且仍然可以实现期望的结果。另外，在附图中描绘的过程不一定要求示出的特定顺序或者连续顺序才能实现期望的结果。在某些实施方式中，多任务处理和并行处理也是可以的或者可能是有利的。
基于同一发明构思，本申请一个或多个实施例还提供了一种移动环境下车联网的低延迟协同任务处理装置，包括：第一确定模块、建立模块、第二确定模块、第三确定模块和控制模块。
参考图3，本申请提供的装置，包括：
第一确定模块，被配置为基于双馈电机的数学模型确定定子电流is；
建立模块，被配置为基于双馈电机控制系统的超局部模型和所述定子电流is建立定子电流超局部模型；
第二确定模块，被配置为基于所述定子电流超局部模型确定k时刻的系统变量F的估计值离散定子电流超局部模型和补偿后定子电流；
第三确定模块，被配置为基于电流无差拍控制方法结合所述离散定子电流超局部模型、补偿后定子电流和估计值确定k+1时刻的转子电压
控制模块，被配置为基于所述转子电压
为了描述的方便，描述以上装置时以功能分为各种模块分别描述。当然，在实施本申请一个或多个实施例时可以把各模块的功能在同一个或多个软件和/或硬件中实现。
上述实施例的装置用于实现前述实施例中相应的方法，并且具有相应的方法实施例的有益效果，在此不再赘述。
图4示出了本实施例所提供的一种更为具体的电子设备硬件结构示意图，该设备可以包括：处理器401、存储器402、输入/输出接口403、通信接口404和总线405。其中处理器401、存储器402、输入/输出接口403和通信接口404通过总线405实现彼此之间在设备内部的通信连接。
处理器401可以采用通用的CPU(Central Processing Unit，中央处理器)、微处理器、应用专用集成电路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、或者一个或多个集成电路等方式实现，用于执行相关程序，以实现本说明书实施例所提供的技术方案。
存储器402可以采用ROM(Read Only Memory，只读存储器)、RAM(Random AccessMemory，随机存取存储器)、静态存储设备，动态存储设备等形式实现。存储器402可以存储操作系统和其他应用程序，在通过软件或者固件来实现本说明书实施例所提供的技术方案时，相关的程序代码保存在存储器402中，并由处理器401来调用执行。
输入/输出接口403用于连接输入/输出模块，以实现信息输入及输出。输入输出/模块可以作为组件配置在设备中(图中未示出)，也可以外接于设备以提供相应功能。其中输入设备可以包括键盘、鼠标、触摸屏、麦克风、各类传感器等，输出设备可以包括显示器、扬声器、振动器、指示灯等。
通信接口404用于连接通信模块(图中未示出)，以实现本设备与其他设备的通信交互。其中通信模块可以通过有线方式(例如USB、网线等)实现通信，也可以通过无线方式(例如移动网络、WIFI、蓝牙等)实现通信。
总线405包括一通路，在设备的各个组件(例如处理器401、存储器402、输入/输出接口403和通信接口404)之间传输信息。
需要说明的是，尽管上述设备仅示出了处理器401、存储器402、输入/输出接口403、通信接口404以及总线405，但是在具体实施过程中，该设备还可以包括实现正常运行所必需的其他组件。此外，本领域的技术人员可以理解的是，上述设备中也可以仅包含实现本说明书实施例方案所必需的组件，而不必包含图中所示的全部组件。
发明人通过设计实验，对本申请所提出的方法的准确性进行了验证。参考图5、图6和图7，仿真结果中从上到下各个通道依次为定子侧有功功率Ps，定子侧无功功率Qs，三相定子电流isabc，三相转子电流irabc。可以看出，在一般运行状态下，该无模型电流控制方法也能实现很好的功率控制效果，定子侧功率的实际值紧紧跟踪上参考值；在功率发生阶跃时，该控制方法的响应速度较快，可以实现很好的动态控制效果；在转速发生改变时，定子电流几乎没有受到影响，且动态响应十分稳定。
参考图8和图9，用于验证本申请所提出的方法的有效性。当互感参数发生较大范围变化时，图8所示为现有技术中DPC-SVM控制的结果，可以看出有功功率会产生一定的稳态误差，定子电流的幅值也受到影响，参数鲁棒性相对较差。而图9为本申请所提出的方法的结果，可以看出控制效果较为稳定，基本没有受到互感参数变化的影响，参数鲁棒性较强。
参考图5、图10、图11和表1，可以发现当α在很大范围内变化时，虽然系统的稳态性能受到了影响，但系统整体上依旧保持稳定，仍然可以得到良好的稳态性能。在表1中，isa表示a相定子电流，ira表示a相转子电流，THD表示总谐波失真，THD数值越小证明系统更稳定，鲁棒性更高，可以看出，相对于采取绝对值数值较小的α，采用绝对值数值较大的α对系统的影响更显著，这有助于在实际应用获得更有效地α值。总体而言，进一步说明了该方法可以确保稳定的动态性能以及具有很强的参数鲁棒性。
表1
所属领域的普通技术人员应当理解：以上任何实施例的讨论仅为示例性的，并非旨在暗示本公开的范围(包括权利要求)被限于这些例子；在本公开的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本申请中一个或多个实施例的不同方面的许多其它变化，为了简明它们没有在细节中提供。
另外，为简化说明和讨论，并且为了不会使本申请中一个或多个实施例难以理解，在所提供的附图中可以示出或可以不示出与集成电路(IC)芯片和其它部件的公知的电源/接地连接。此外，可以以框图的形式示出装置，以便避免使本申请中一个或多个实施例难以理解，并且这也考虑了以下事实，即关于这些框图装置的实施方式的细节是高度取决于将要实施本申请中一个或多个实施例的平台的(即，这些细节应当完全处于本领域技术人员的理解范围内)。在阐述了具体细节(例如，电路)以描述本公开的示例性实施例的情况下，对本领域技术人员来说显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下或者这些具体细节有变化的情况下实施本申请中一个或多个实施例。因此，这些描述应被认为是说明性的而不是限制性的。
本申请中一个或多个实施例旨在涵盖落入所附权利要求的宽泛范围之内的所有这样的替换、修改和变型。因此，凡在本申请中一个或多个实施例的精神和原则之内，所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。
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