具体实施方式

本发明提出一种准确控制IGBT峰值电压改善开关特性的栅极驱动方法，下面结合附图和实施例对本发明予以进一步具体说明。

图2所示为本驱动方法对端电压峰值的控制框图，图中所示的准确控制IGBT峰值电压的自调节栅极驱动方法具体包括如下步骤：

1.通过峰值电压检测与数字化电路准确采集每次IGBT关断瞬态端电压峰值，

2.将关断瞬态端电压峰值数字化，得到与实际峰值电压v_PK成确定比例关系的数字量，通过步骤1和步骤2来实现峰值电压采样，可以避免高速元器件的使用，从而在实现精确采样的同时，降低了采样电路的实现的成本；

3.将该数字量输出到驱动板上的现场可编程逻辑门阵列FPGA芯片(FieldProgrammable Gate Array，以下简称FPGA)；

4.FPGA芯片将该数字量与参考值V_ref对应的数字量作比例-积分PI运算(Proportional-Integral，PI)，得到相应驱动电压值v_PK；

5.通过步骤4.FPGA芯片将该数字量与参考值V_ref对应的数字量作比例-积分PI运算，产生PI调节器所得的关断瞬态di_C/d t阶段驱动电压，并在关断瞬态di_C/d t阶段施加到IGBT栅极；需要检测关断瞬态的di_C/d t阶段，以能够对IGBT关断瞬态的延迟阶段、d v_CE/dt阶段和di_C/d t阶段的三个阶段实现解耦控制，从而在准确控制v_PK的同时，能够保持较低的关断延迟和关断损耗；

6.根据PWM开关指令信号和采样信号di_C/d t识别当前IGBT所处阶段，从而对关断瞬态di_C/d t阶段施加控制；对关断瞬态di_C/d t阶段施加控制可以在di_C/d t阶段施加高的驱动电压v_G,ifH来获得小端电压峰值v_PK,L，或者通过施加小值的驱动电压v_G,ifL来获得大端电压峰值v_PK,H；或者在延迟和dv_CE/d t阶段始终施加最低的驱动电压V_EE以获得最低的关断延迟和关断损耗，实现了关断延迟和损耗的优化。

具体如图2所示的该驱动方法对v_pk施加自调节控制的工作原理：首先通过“峰值电压检测与数字化”电路来准确采样到每次关断瞬态IGBT端电压峰值，再将其数字化，得到了与实际峰值电压v_PK成确定比例关系的数字量，最后将该数字量输出到驱动板上现场可编程逻辑门阵列(Field Programmable Gate Array，以下简称FPGA)。FPGA芯片将该数字量与参考值V_ref对应的数字量作比例-积分运算(Proportional-Integral，PI)，并得到相应驱动电压值。为了能够对IGBT关断瞬态的三个阶段(延迟阶段，dv_CE/d t阶段，di_C/d t阶段)实现解耦控制，从而在准确控制v_PK的同时，需要检测在关断瞬态的di_C/d t阶段能否保持较低的关断延迟和关断损耗；于是，该方法也需要根据PWM开关指令信号和采样信号di_C/d t识别当前IGBT所处阶段，从而对关断瞬态di_C/d t阶段施加控制。该控制方法的最后一部分是产生PI调节器所得的驱动电压值，并在关断瞬态di_C/d t阶段施加到IGBT栅极。图2中v_G,if即为计算和产生的关断瞬态di_C/d t阶段驱动电压。

本发明的控制过程以逐开关周期、自调节为基本工作方式，由于其直接对v_PK进行采样和控制，因此对峰值电压的控制时准确且适应工况变化的。这种控制方法的精度，比已有的所有v_PK控制方法的精度都高。

实施例

图3为本驱动方法SRPVC控制端电压峰值的时域波形示意图，其中，(a)将关断瞬态划分为了4个阶段；(b)表示了SRPVC方法在实际应用中工作过程；

图3中的各箭头所指从左至右的4个阶段是延迟阶段、d v_CE/d t阶段、di_C/d t阶段和断态阶段。具体给出了SRPVC方法对v_PK进行自调节控制的时域波形示意图以及理论上的控制效果。图3(a)中，注意到SRPVC方法对v_PK的调节不影响IGBT器件在延迟和dv/dt阶段的性能，图3(a)中可以在延迟和dv/d t阶段始终施加最低的驱动电压V_EE以获得最低的关断延迟和关断损耗。SRPVC方法对v_PK控制的精确度以及对不同换流条件的适应性很重要。图3(b)表示了SRPVC方法在实际应用中工作过程。如图3(b)所示，由于不清楚换流条件(负载电流，母线电压，换流回路杂散电感，IGBT型号等)，SRPVC方法应当在第1个关断瞬态施加一个较大的驱动电压v_G,if,1，这会得到一个较低的安全端电压峰值v_PK,1。之后，SRPVC方法会在每个关断瞬态都采样实际v_PK值，将所得的v_PK数字量与峰值参考值V_ref的数字量作差。如上文介绍的，它们作差的结果经过FPGA内的PI调节器，用于产生下一个关断瞬态di_C/dt阶段的驱动电压。这一调节过程总是处于工作状态，确保了SRPVC方法对各种换流工况的适应性。在图3(b)中，在第i个关断瞬态，负载电流已经从初始时的I_L,1增大到I_L,i，而相应地，为了实现v_PK＝V_ref，SRPVC方法也已经将di_C/dt阶段驱动电压从最开始的v_G,if,1降低到了v_G,if,i。于是在图3(b)中，SRPVC方法在第i个关断瞬态，实现了参考端电压峰值，即v_PK,i＝V_ref。与图3(a)类似，图3(b)也将延迟和dv/dt阶段的v_G限制在最低的驱动电压值V_EE，从而实现了关断延迟和损耗的优化。

图4为本驱动方法SRPVC与常规驱动方法(Conventional Gate Drive，CGD)下IGBT关断瞬态性能的对比，图4中(a)SRPVC方法施加了大于V_EE的驱动电压v_G,if，实现与CGD相同的v_PK＝V_ref。同时，SRPVC方法在延迟和dv_CE/d t阶段施加最小的驱动电压V_EE，由于SRPVC的驱动电阻R_g小于CGD，因此大负载电流下SRPVC的关断延迟与损耗显著低于CGD方法。

图4中,(b)比较了CGD和SRPVC方法在小负载电流下的关断性能。当I_L变小时，由于米勒电平下降，如图4(b)所示，两种驱动方法下的关断延迟都变大，并且端电压上升速度|dv_CE/d t|都会降低。但是由于SRPVC方法的驱动电阻R_g更小，因此SRPVC控制下的|dv_CE/d t|始终比CGD大，而关断延迟和损耗始终比CGD小。

综合上文对图4的分析，本发明的SRPVC方法可以实现不同负载电流下对v_PK的控制，同时实现了相较于已有方法的更低的IGBT关断性能(即更低的关断延迟和关断损耗)。

SRPVC的控制效果通过给出实验波形进一步论证如下：

1)SRPVC准确控制v_PK的实验波形

如图5所示的多个连续脉冲的关断瞬态实验波形；图中不同的横线表示每个关断瞬态的v_PK；具体是在600V/300A下，给出的SRPVC驱动方法与CGD方法的关断瞬态实验波形；其中，端电压峰值的参考值V_ref＝900V，(a)CGD方法，不作v_PK控制，R_g＝4Ω；(b)SRPVC方法，作v_PK控制，R_g＝4Ω；

从图5中(a)可见，在使用CGD方法时，看到第1个关断瞬态的v_PK,1＝880V<V_ref。由于没有对v_PK的控制，之后随着负载电流I_L不断增大，v_PK也随之不断增大，并在最后第10个关断瞬态v_PK,10＝1000V，远大于V_ref。

从图5中(b)可见，SRPVC方法对v_PK施加自调节控制实验波形，第1个脉冲的v_PK,1＝860V<V_ref。注意到这个初始v_PK小于图5(a)中初始的v_PK，这是为了安全关断以防止刚开始端电压峰值超过V_ref，在初始关断瞬态的di_C/d t阶段施加较高的v_G,if,1。图5(b)初始v_G,if,1＝0V，远大于(a)中的初始v_G,if,1＝V_EE，于是(b)中初始v_PK比(a)中小。在自调节控制下，为了使v_PK更接近V_ref，(b)中第2个瞬态的v_G,if比第1个v_G,if更小，目的是加速i_C下降速度，以适当增大v_PK。之后随着负载电流的增大，为了控制v_PK不超过且尽可能接近V_ref，驱动电压v_G,if会逐步增大以减缓i_C下降速度。如(b)所示，在最后一个关断瞬态中，v_G,if约达到了+4V，在自调节控制下，器件在额定负载电流下，可以如(b)所示将v_PK控制到V_ref。此外，延迟和dv_CE/dt阶段的v_G保持在最低的V_EE以获得最小的关断延迟和损耗。

2)SRPVC控制v_PK的同时，相对CGD方法对IGBT关断性能的提升

这里进行比较关断性能的原则是在额定电流300A下，CGD和SRPVC方法通过选择一定的驱动电阻值R_g，使得它们的端电压峰值v_PK都达到V_ref。然后在CGD和SRPVC方法各自选定的驱动电阻R_g下，做各负载电流下的实验，验证关断性能。

这里的端电压峰值的参考值V_ref取为900V。CGD方法在600V/300A换流条件下，在R_g＝8.5Ω时可以获得900V的关断瞬态端电压峰值。而根据上文的分析，SRPVC方法在对v_PK施加自调节控制时可以在较小R_g下，以期实现关断性能(降低关断延迟、关断损耗)的优化。SRPVC方法可以选择较小的R_g＝4Ω。

如图6所示，在600V母线电压，不同负载电流下，关断瞬态实验波形；其中，(a)CGD方法，不作v_PK控制，R_g＝8.5Ω；(b)SRPVC方法，作v_PK控制，R_g＝4Ω；在上述驱动电阻值下，用CGD和SRPVC方法，做了各种负载电流下的关断瞬态实验，

如图6(a)所示，在最大电流，即额定300A负载电流下，CGD方法下的v_PK＝V_ref＝900V。随着负载电流的下降，于是关断延迟轻微上升，|dv_CE/d t|、|di_C/d t|下降，端电压峰值v_PK也随之变小。

SRPVC方法下的关断瞬态波形如图6(b)所示，由于采用了更小的驱动电阻R_g，虽然其关断延迟，|dv_CE/d t|、|di_C/d t|随负载电流变化的趋势与CGD方法相同，但是变化幅度小很多。此外，将图6(a),(b)比较可知，如前文所分析的，SRPVC方法采用了更小的R_g，因此可以实现更低的关断延迟和更高的|dv_CE/d t|，后者带来了更低的关断损耗。如图6(b)所示，在v_PK自调节控制下，SRPVC方法在较大的负载电流(250A，300A)下自动施加了较大的驱动电压v_G,if(0V，+4V)控制v_PK等于V_ref；而在更小的负载电流下，即使施加了最低的驱动电压v_G,if＝V_EE，端电压峰值v_PK仍然小于V_ref。

在图6所示的不同负载电流下，将CGD和SRPVC方法获得的关断瞬态特性进行归纳和比较，这些特性包括端电压峰值，关断延迟、关断损耗。50A～300A各负载电流下CGD和SRPVC方法的关断特性如图7中(a)端电压峰值比较；(b)关断延迟比较和(c)关断损耗比较所示。从图7可以看到，在母线电压600V，不同I_L下，SRPVC方法与CGD方法关断瞬态性能比较，IGBT端电压峰值v_PK始终小于等于V_ref。同时，由于SRPVC方法采用了如上述的对关断瞬态的延迟和dv_CE/d t阶段的优化控制，其相对于已有的CGD方法，降低关断延迟和损耗分别达到了53％、28％。

图8所示为关断瞬态di_C/d t阶段检测电路，其中E为IGBT的功率地，其电位v_E表达式如式(3)，式中L_E为IGBT的驱动地e和功率地E之间的开尔文电感值。在关断瞬态di_C/dt阶段，随着管电流下降，根据式(3)，v_E为正电位。通过二极管阻断、电阻分压和缓冲器，di_C/d t阶段会产生一个正的v_sig信号。v_sig被接到驱动板上FPGA芯片上，从而使得FPGA可以获知IGBT当前所处状态。

图9所示为驱动电压产生电路，SRPVC方法需要通过该变驱动电压来准确控制v_PK，其中FPGA通过输出数字信号给高速数模转换器(Digital-to-Analog Converter，DAC)，DAC的输出，又经过运算放大器(Operational Amplifier，OP)和推挽进行电压和电流的放大，最终产生所需的驱动电压v_G。FPGA的输出数字量CODE和v_G的关系如式(4)，其中k₁为系数，V_bias为偏置电压，M是图9中FPGA输出的并行数字量位数。根据式(4)，FPGA通过输出不同的数字量，可以产生各种数值分辨率很高的驱动电压值。

3、端电压峰值v_PK采样电路，如图10所示。图10中，IGBT端电压v_CE首先经过阻容分压得到信号级电压v_CE,div，接着经过由两个运放构成的峰值检测电路，检测到并维持住峰值，得到v_smp,PK。该峰值之后可以经过模数变换器(Analog-to-Digital Converter，ADC)变成FPGA可以接受的与v_PK成正比的数字量。v_smp,PK与端电压v_PK关系如式(5)，其中k_V是图10中的阻容分压比。进而可以得到v_PK与ADC输出给FPGA的数字量之间的比例值k_PK如式(6)所示，其中k_ADC为ADC输入到输出的增益。式(6)反映了采样得到的数字量和实际峰值v_PK之间存在简单的比例关系，于是就可以很方便地对v_PK进行控制。

根据图2所示，为了实现对v_PK的自调节准确控制，驱动板上FPGA芯片将该数字量与参考值V_ref对应的数字量作比例-积分运算(Proportional-Integral，PI)，并得到相应驱动电压值。V_ref对应的数字量N_PK,ref可以根据式(7)进行计算得到。

v_smp,PK＝v_PKk_V (5)

k_PK＝k_Vk_ADC (6)

N_PK,ref＝V_refk_PK (7)。