阅读说明：本技术 一种控制双向储能变流器的方法及双向储能变流器 (Method for controlling bidirectional energy storage converter and bidirectional energy storage converter ) 是由 张政权 张耀文 刘庆想 欧伟丽 于 2020-07-27 设计创作，主要内容包括：本发明提供了一种控制双向储能变流器的方法及双向储能变流器,其中,方法包括：依据工况与控制策略的对应关系得到获取的当前工况对应的当前控制策略,依据当前控制策略计算三相电压指令值；查询预先存储的电压指令值与工作区间的映射关系,得到三相电压指令值映射的当前工作区间,并依据三相电压指令值计算电压参数；依据电压参数计算等效直流合成电压,依据储能器侧电压与等效直流合成电压,确定双向储能变流器的工作模式；依据当前工况、确定的工作模式、电压参数计算开关周期中每个工作过程的导通时长；依据开关周期中每个工作过程的导通时长,生成驱动脉冲信号,以控制当前工作区间中对应开关的导通。可以提高双向储能变流器的利用效率。(The invention provides a method for controlling a bidirectional energy storage converter and the bidirectional energy storage converter, wherein the method comprises the following steps: obtaining a current control strategy corresponding to the obtained current working condition according to the corresponding relation between the working condition and the control strategy, and calculating a three-phase voltage instruction value according to the current control strategy; inquiring a mapping relation between a prestored voltage command value and a working interval to obtain a current working interval mapped by the three-phase voltage command value, and calculating a voltage parameter according to the three-phase voltage command value; calculating equivalent direct current synthetic voltage according to the voltage parameters, and determining the working mode of the bidirectional energy storage converter according to the side voltage of the energy accumulator and the equivalent direct current synthetic voltage; calculating the conduction duration of each working process in the switching period according to the current working condition, the determined working mode and the voltage parameter; and generating a driving pulse signal according to the conduction duration of each working process in the switching period so as to control the conduction of the corresponding switch in the current working interval. The utilization efficiency of the bidirectional energy storage converter can be improved.)

一种控制双向储能变流器的方法及双向储能变流器

技术领域

本发明涉及电气控制技术领域，具体而言，涉及一种控制双向储能变流器的方法及双向储能变流器。

背景技术

随着电力电子技术的迅猛发展及新能源发展规划的提出，利用新能源进行发电的应用也越来越广泛，但由于新能源发电的连续性和稳定性较差，大多是间歇性能源，因而，在接入电网后，需要设置双向储能变流器作为储能和供能系统来改善电网的电能质量，平抑电网中的功率波动，从而实现电能在电网侧与双向储能变流器侧的双向流动，有效调节峰谷时期电网侧与负荷侧的电能平衡，起到削峰填谷的作用，其中，双向储能变流器的调节性能将直接决定整个储能系统的工作性能。

目前，国内外的双向储能变流器，在直流侧，即储能器侧采用双向的带高频隔离的直流-直流(DC-DC，Direct Current-Direct Current)变换器以进行升降压，交流侧，即电网侧采用双向的(DC-AC，Direct Current-Alternating Current)变换器以进行直交流变换，这样，在电网侧与储能器侧之间，存在两级变换，两级变换会消耗部分功率，影响了双向储能变流器的利用效率，且两级的电流变换，也使得双向储能变流器的制造成本较高。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供控制双向储能变流器的方法及双向储能变流器，以提高双向储能变流器的利用效率。

第一方面，本发明实施例提供了双向储能变流器，包括：储能器、直流-交流变换器、变压器、谐振器、开关组件、滤波组件，其中，

储能器与直流-交流变换器相连，直流-交流变换器还与变压器相连，变压器还与谐振器相连，谐振器还与开关组件相连，开关组件还与滤波组件相连；

在双向储能变流器处于供能时，储能器输出直流电，直流-交流变换器对储能器输出的直流电进行直流-交流变换，得到交流电，向变压器输出，变压器对输入的交流电进行变压，得到变压交流电，向谐振器输出，谐振器对变压交流电进行谐振变换，得到谐振交流电，输出至开关组件，开关组件对谐振交流电进行通断控制，得到三相交流电，输出至滤波组件，滤波组件对三相交流电进行滤波后输出至电网或负载；

在双向储能变流器处于储能时，电网输出三相交流电，滤波组件对三相交流电进行滤波后输出至开关组件，开关组件将滤波后的三相交流电转换为交流信号，输出至谐振器，谐振器对交流信号进行谐振变换，得到谐振交流电，输出至变压器，变压器对输入的谐振交流电进行变压，得到变压交流电，向直流-交流变换器输出，直流-交流变换器对变压交流电进行交流-直流变换，得到直流电，输出至储能器，储能器依据该直流电进行充电。

结合第一方面，本发明实施例提供了第一方面的第一种可能的实施方式，其中，还包括：第一控制器以及第二控制器，其中，

第一控制器输出第一控制信息，控制直流-交流变换器中开关的通断；

第二控制器输出第二控制信息，控制开关组件中开关的通断。

结合第一方面，本发明实施例提供了第一方面的第二种可能的实施方式，其中，所述直流-交流变换器包括：第一开关、第二开关、第三开关以及第四开关，其中，

第一开关的第一端分别与第三开关的第一端以及储能器的一端相连，第二端分别与第二开关的第一端以及变压器的原边绕组的一端相连；

第二开关的第二端分别与第四开关的第二端以及储能器的另一端相连；

第三开关的第一端分别与第四开关的第一端以及变压器的原边绕组的另一端相连；

第一开关、第二开关、第三开关以及第四开关的第三端分别与第一控制器的输出端相连。

结合第一方面的第一种可能的实施方式，本发明实施例提供了第一方面的第三种可能的实施方式，其中，所述开关组件包括：第五开关、第六开关、第七开关、第八开关、第九开关、第十开关、第十一开关、第十二开关、第十三开关、第十四开关、第十五开关以及第十六开关，其中，

第五开关的第一端分别与第七开关的第一端、第九开关的第一端以及谐振器的第一输出端相连，第二端与第六开关的第二端相连；

第七开关的第二端与第八开关的第二端相连；

第九开关的第二端与第十开关的第二端相连；

第十一开关的第一端分别与第六开关的第一端以及滤波组件的第三输入端相连，第二端与第十二开关的第二端相连；

第十三开关的第一端分别与第八开关的第一端以及滤波组件的第二输入端相连，第二端与第十四开关的第二端相连；

第十五开关的第一端分别与第十开关的第一端以及滤波组件的第一输入端相连，第二端与第十六开关的第二端相连；

第十二开关的第一端分别与第十四开关的第一端、第十六开关的第一端以及谐振器的第二输出端相连；

第五开关、第六开关、第七开关、第八开关、第九开关、第十开关、第十一开关、第十二开关、第十三开关、第十四开关、第十五开关以及第十六开关的第三端分别与第二控制器的输出端相连。

结合第一方面的第二种可能的实施方式或第三种可能的实施方式，本发明实施例提供了第一方面的第四种可能的实施方式，其中，所述第一端为漏极，第二端为源极，第三端为栅极。

结合第一方面的第二种可能的实施方式或第三种可能的实施方式，本发明实施例提供了第一方面的第五种可能的实施方式，其中，所述第一开关、第二开关、第三开关以及第四开关为单向开关，所述开关组件中的各开关均为双向开关。

第二方面，本发明实施例还提供了一种控制双向储能变流器的方法，包括：

获取双向储能变流器的当前工况，查询预先存储的工况与控制策略的对应关系，得到当前工况对应的当前控制策略，依据当前控制策略计算三相电压指令值；

查询预先存储的电压指令值与工作区间的映射关系，得到三相电压指令值映射的当前工作区间，并依据三相电压指令值计算电压参数；

依据电压参数计算等效直流合成电压，依据储能器侧电压与等效直流合成电压，确定双向储能变流器的工作模式；

依据当前工况、确定的工作模式、电压参数计算开关周期中每个工作过程的导通时长；

依据开关周期中每个工作过程的导通时长，生成驱动脉冲信号，以控制当前工作区间中对应开关的导通。

结合第二方面，本发明实施例提供了第二方面的第一种可能的实施方式，其中，所述依据电压参数计算开关周期中每个工作过程的导通时长，包括：

依据当前工况、确定的工作模式、电压参数的高线电压、低线电压和电荷分配比，确定状态平面图的基本参数；

根据获得的状态平面图的基本参数，计算开关周期中每个工作过程的导通时长。

第三方面，本申请实施例提供了一种计算机设备，包括存储器、处理器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现上述方法的步骤。

第四方面，本申请实施例提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器运行时执行上述的方法的步骤。

本发明实施例提供的控制双向储能变流器的方法及双向储能变流器，双向储能变流器包括：储能器、直流-交流变换器、变压器、谐振器、开关组件、滤波组件，其中，储能器与直流-交流变换器相连，直流-交流变换器还与变压器相连，变压器还与谐振器相连，谐振器还与开关组件相连，开关组件还与滤波组件相连；在双向储能变流器处于供能时，储能器输出直流电，直流-交流变换器对储能器输出的直流电进行直流-交流变换，得到交流电，向变压器输出，变压器对输入的交流电进行变压，得到变压交流电，向谐振器输出，谐振器对变压交流电进行谐振变换，得到谐振交流电，输出至开关组件，开关组件对谐振交流电进行通断控制，得到三相交流电，输出至滤波组件，滤波组件对三相交流电进行滤波后输出至电网或负载；在双向储能变流器处于储能时，电网输出三相交流电，滤波组件对三相交流电进行滤波后输出至开关组件，开关组件将滤波后的三相交流电转换为交流信号，输出至谐振器，谐振器对交流信号进行谐振变换，得到谐振交流电，输出至变压器，变压器对输入的谐振交流电进行变压，得到变压交流电，向直流-交流变换器输出，直流-交流变换器对变压交流电进行交流-直流变换，得到直流电，输出至储能器，储能器依据该直流电进行充电。这样，无需设置直流-直流变换器，减少电能变换次数，可以有效提高双向储能变流器的利用效率。

为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1示出了本发明实施例所提供的双向储能变流器结构示意图；

图2示出了本发明实施例所提供的控制双向储能变流器的方法流程示意图；

图3为本申请实施例提供的一种计算机设备300的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

目前的双向储能变流器，在直流侧采用DC-DC变换器进行升降压，交流侧采用DC-AC变换器进行直交流变换，由于电网侧与双向储能变流器侧之间存在两级变换器，降低了双向储能变流器的利用效率。本发明实施例中，采用DC-AC变换器进行直交流变换，利用变压器以及谐振器实现升降压，并通过控制开关组件的通断时长实现双向储能变流器的储能和供能，由于谐振器的功率消耗远小于DC-DC变换器，从而能够有效提升双向储能变流器的利用效率。

本发明实施例提供了一种控制双向储能变流器的方法及双向储能变流器，下面通过实施例进行描述。

图1示出了本发明实施例所提供的双向储能变流器结构示意图。如图1所示，该双向储能变流器包括：储能器01、直流-交流变换器02、变压器03、谐振器04、开关组件05、滤波组件06，其中，

储能器01与直流-交流变换器02相连，直流-交流变换器02还与变压器03相连，变压器03还与谐振器04相连，谐振器04还与开关组件05相连，开关组件05还与滤波组件06相连。

本发明实施例中，在双向储能变流器处于供能时，储能器01输出直流电，直流-交流变换器02对储能器01输出的直流电进行直流-交流变换，得到交流电，向变压器03输出，变压器03对输入的交流电进行变压，得到变压交流电，向谐振器04输出，谐振器04对变压交流电进行谐振变换，得到谐振交流电，输出至开关组件05，开关组件05对谐振交流电进行通断控制，得到三相交流电，输出至滤波组件06，滤波组件06对三相交流电进行滤波后输出至电网或负载。

在双向储能变流器处于储能时，电网输出三相交流电，滤波组件06对三相交流电进行滤波后输出至开关组件05，开关组件05将滤波后的三相交流电转换为交流信号，输出至谐振器04，谐振器04对交流信号进行谐振变换，得到谐振交流电，输出至变压器03，变压器03对输入的谐振交流电进行变压，得到变压交流电，向直流-交流变换器02输出，直流-交流变换器02对变压交流电进行交流-直流变换，得到直流电，输出至储能器01，储能器01依据该直流电进行充电。这样，采用如上的新型电能变换结构，可以省去中间直流存储环节，减少电能变换次数，可以有效提高双向储能变流器的功率密度和利用效率，并能够降低成本。

本发明实施例中，作为一可选实施例，该双向储能变流器还包括：第一控制器以及第二控制器(图中未示出)，其中，

第一控制器输出第一控制信息，控制直流-交流变换器02中开关的通断；

第二控制器输出第二控制信息，控制开关组件05中开关的通断。

本发明实施例中，作为一可选实施例，直流-交流变换器02包括：第一开关V1、第二开关V2、第三开关V3以及第四开关V4，其中，

第一开关V1的第一端分别与第三开关V3的第一端以及储能器01的一端相连，第二端分别与第二开关V2的第一端以及变压器03的原边绕组的一端相连；

第二开关V2的第二端分别与第四开关V4的第二端以及储能器01的另一端相连；

第三开关V3的第一端分别与第四开关V4的第一端以及变压器03的原边绕组的另一端相连；

第一开关V1、第二开关V2、第三开关V3以及第四开关V4的第三端分别与第一控制器的输出端相连。

本发明实施例中，作为一可选实施例，开关包括但不限于：金属氧化物半导体(MOS，Metal Oxide Semiconductor)管、绝缘栅双极型晶体(IGBT，Insulated GateBipolar Transistor)管、三极管、场效应管。其中，第一端为漏极，第二端为源极，第三端为栅极。

本发明实施例中，作为一可选实施例，第一开关V1、第二开关V2、第三开关V3以及第四开关V4为单向开关。第一控制器输出的第一控制信号导通第一开关V1和第四开关V4，关断第二开关V2和第三开关V3，或，导通第二开关V2和第三开关V3，关断第一开关V1和第四开关V4。

本发明实施例中，作为一可选实施例，谐振器04包括：谐振电容Cr以及谐振电感Lr，其中，

谐振电容Cr的一端与变压器03的副边绕组的一端相连，另一端与开关组件05的第一输入端相连；

谐振电感Lr的一端与变压器03的副边绕组的另一端相连，另一端与开关组件05的第二输入端相连。

本发明实施例中，作为一可选实施例，变压器03为电力电子变压器03，其体积小、重量轻。

本发明实施例中，作为一可选实施例，开关组件05包括：第五开关V5、第六开关V6、第七开关V7、第八开关V8、第九开关V9、第十开关V10、第十一开关V11、第十二开关V12、第十三开关V13、第十四开关V14、第十五开关V15以及第十六开关V16，其中，

第五开关V5的第一端分别与第七开关V7的第一端、第九开关V9的第一端以及谐振器04的第一输出端相连，第二端与第六开关V6的第二端相连；

第七开关V7的第二端与第八开关V8的第二端相连；

第九开关V9的第二端与第十开关V10的第二端相连；

第十一开关V11的第一端分别与第六开关V6的第一端以及滤波组件06的第三输入端相连，第二端与第十二开关V12的第二端相连；

第十三开关V13的第一端分别与第八开关V8的第一端以及滤波组件06的第二输入端相连，第二端与第十四开关V14的第二端相连；

第十五开关V15的第一端分别与第十开关V10的第一端以及滤波组件06的第一输入端相连，第二端与第十六开关V16的第二端相连；

第十二开关V12的第一端分别与第十四开关V14的第一端、第十六开关V16的第一端以及谐振器04的第二输出端相连；

第五开关V5、第六开关V6、第七开关V7、第八开关V8、第九开关V9、第十开关V10、第十一开关V11、第十二开关V12、第十三开关V13、第十四开关V14、第十五开关V15以及第十六开关V16的第三端分别与第二控制器的输出端相连。

本发明实施例中，作为一可选实施例，开关组件05中的各开关均为双向开关，从而可实现能量的双向流动。

本发明实施例中，作为一可选实施例，滤波组件06包括：第一电容Ca、第二电容Cb、第三电容Cc、第一电感La、第二电感Lb以及第三电感Lc；

第一电容Ca的一端分别与第一电感La的一端以及第十开关V10的第一端相连，另一端与电网相连；

第二电容Cb的一端分别与第二电感Lb的一端以及第八开关V8的第一端相连，另一端与电网相连；

第三电容Cc的一端分别与第三电感Lc的一端以及第六开关V6的第一端相连，另一端与电网相连。

本发明实施例中，作为一可选实施例，滤波组件06为是一由三个电感和三个电容构成的二阶低通滤波器。

本发明实施例中，在离/并网工况下，储能器01处于放电状态，放电输出的电压通过DC/AC变换器，逆变为高频交流电，再经变压器03、谐振组件、开关组件05以及滤波组件06，调制为负载或电网需要的特定幅值、频率和相位的三相交流电。在充电工况下，储能器01处于充电状态，电网的三相交流电经滤波组件06、开关组件05调制为单相交流电，再经谐振组件、变压器03，由DC/AC变换器进行整流，输出满足储能器01充电幅值的直流电压。

图2示出了本发明实施例所提供的控制双向储能变流器的方法流程示意图。其中，双向储能变流器的结构如图1所示，如图2所示，该方法包括：

步骤201，依据外部的调度获取双向储能变流器的当前工况，依据当前工况对应的当前控制策略，依据当前控制策略计算三相电压指令值；

本发明实施例中，作为一可选实施例，工况包括但不限于：并网工况、离网工况以及充电工况，其中，并网工况对应的控制策略为有功功率及无功功率(PQ)控制，离网工况对应的控制策略为电压频率(V/F，Volt/Frequency)变换控制，充电工况对应的控制策略为电压外环电流内环控制。

本发明实施例中，若当前工况为并网工况，当前控制策略为有功功率及无功功率控制，作为一可选实施例，依据当前控制策略计算三相电压指令值，包括：

A11，获取电网的三相交流电，依据三相交流电获取有功功率值、无功功率值、有功电流值及无功电流值；

A12，将获取的有功功率值、无功功率值以及预先设置的有功功率参考值、无功功率参考值进行功率环计算，得到有功电流参考值以及无功电流参考值；

A13，依据有功电流值、无功电流值、有功电流参考值以及无功电流参考值，获取有功电压指令值、无功电压指令值；

A14，获取所述电网的三相交流电的电压相位角，依据有功电压指令值、无功电压指令值以及电压相位角，得到三相电压指令值。

本发明实施例中，电网的三相交流电经过功率计算并解耦，得到有功功率值P和无功功率值Q。通过有功功率值P、无功功率值Q与预先设定的有功功率参考值P_ref、无功功率参考值Q_ref的功率环计算，得到有功电流参考值I_dref以及无功电流参考值I_qref。

将电网的三相交流电再经坐标变换，可以得到实际的有功电流值I_d以及无功电流值I_q，利用预先设置的电流调节器，对有功电流值I_d、无功电流值I_q、有功电流参考值I_dref以及无功电流参考值I_qref进行调节，得到有功电压指令值V_d ^*和无功电压指令值V_q ^*。

本发明实施例中，三相交流电经锁相环输出，可以获取电压相位角θ，将电压相位角θ与有功电压指令值V_d ^*和无功电压指令值V_q ^*进行坐标反变换，得到三相电压指令值V_a ^*、V_b ^*、V_c ^*。

本发明实施例中，若当前工况为离网工况，当前控制策略为电压频率变换控制，作为一可选实施例，依据当前控制策略计算三相电压指令值，包括：

A21，获取负载的三相交流电，依据三相交流电获取交直轴有功电压值及交直轴无功电压值；

A22，依据获取的交直轴有功电压值、交直轴无功电压值以及预先设置的交直轴有功电压参考值、交直轴无功电压参考值，得到有功电压指令值、无功电压指令值；

A23，对所述负载的三相交流电进行积分，得到电压相位角，依据有功电压指令值、无功电压指令值以及电压相位角，得到三相电压指令值。

本发明实施例中，利用负载的三相交流电的电压，进行坐标变换解耦，得到实际的交直轴有功电压值V_d和交直轴无功电压值V_q。

将交直轴有功电压值V_d、交直轴无功电压值V_q以及预先设置的交直轴有功电压参考值V_dref、交直轴无功电压参考值V_qref输入电压调节器，得到有功电压指令值V_d ^*和无功电压指令值V_q ^*。

本发明实施例中，负载的三相交流电的频率由外部给定，对三相交流电进行积分，得到电压相位角θ，将电压相位角θ与有功电压指令值V_d ^*和无功电压指令值V_q ^*进行坐标反变换，得到三相电压指令值V_a ^*、V_b ^*、V_c ^*。

本发明实施例中，当前工况为充电工况，当前控制策略为电压外环电流内环控制，作为一可选实施例，依据当前控制策略计算三相电压指令值，包括：

A31，依据储能器侧电压和预先设置的充电电压，获取有功电流参考值及无功电流参考值；

A32，对电网的三相交流电进行坐标变换，得到有功电流值及无功电流值；

A33，依据有功电流参考值、无功电流参考值、有功电流值及无功电流值，得到有功电压指令值、无功电压指令值；

A34，获取电网的三相交流电的电压相位角，依据有功电压指令值、无功电压指令值以及电压相位角，得到三相电压指令值。

本发明实施例中，将储能器侧电压V_dc和充电电压V_dcref进行电压外环变换，得到有功电流参考值I_dref以及无功电流参考值I_qref。

通过对电网的三相交流电进行坐标变换，得到实际的有功电流值I_d以及无功电流值I_q。

将有功电流参考值I_dref、无功电流参考值I_qref、有功电流值I_d以及无功电流值I_q输入电流调节器，得到有功电压指令值V_d ^*和无功电压指令值V_q ^*。

电网的三相交流电经锁相环输出，可以获取电压相位角θ，将电压相位角θ与有功电压指令值V_d ^*和无功电压指令值V_q ^*进行坐标反变换，得到三相电压指令值V_a ^*、V_b ^*、V_c ^*。

步骤202，查询预先存储的电压指令值与工作区间的映射关系，得到三相电压指令值映射的当前工作区间，并依据三相电压指令值计算电压参数；

本发明实施例中，作为一可选实施例，电压参数包括但不限于：高线电压、低线电压和电荷分配比。

本发明实施例中，作为一可选实施例，预先依据三相电压指令值相互间的大小，将三相电压指令值划分为12个工作时间区间。每个工作时间区间内，三相电压指令值的大小及正负关系是确定的。

本发明实施例中，12个工作时间区间中各相电压的关系具体为：

工作时间区间1：V_c ^*>V_a ^*>V_b ^*,U_P＝V_a ^*,U_M＝V_c ^*,U_N＝V_b ^*；

工作时间区间2：V_a ^*>V_c ^*>V_b ^*,U_P＝V_a ^*,U_M＝V_b ^*,U_N＝V_c ^*；

工作时间区间3：V_a ^*>V_c ^*>V_b ^*,U_P＝V_a ^*,U_M＝V_c ^*,U_N＝V_b ^*；

工作时间区间4：V_a ^*>V_b ^*>V_c ^*,U_P＝V_a ^*,U_M＝V_b ^*,U_N＝V_c ^*；

工作时间区间5：V_a ^*>V_b ^*>V_c ^*,U_P＝V_c ^*,U_M＝V_b ^*,U_N＝V_a ^*；

工作时间区间6：V_b ^*>V_a ^*>V_c ^*,U_P＝V_c ^*,U_M＝V_b ^*,U_N＝V_a ^*；

工作时间区间7：V_b ^*>V_a ^*>V_c ^*,U_P＝V_b ^*,U_M＝V_a ^*,U_N＝V_c ^*；

工作时间区间8：V_b ^*>V_c ^*>V_a ^*,U_P＝V_b ^*,U_M＝V_a ^*,U_N＝V_c ^*；

工作时间区间9：V_b ^*>V_c ^*>V_a ^*,U_P＝V_a ^*,U_M＝V_b ^*,U_N＝V_c ^*；

工作时间区间10：V_c ^*>V_b ^*>V_a ^*,U_P＝V_a ^*,U_M＝V_b ^*,U_N＝V_c ^*；

工作时间区间11：V_c ^*>V_b ^*>V_a ^*,U_P＝V_c ^*,U_M＝V_b ^*,U_N＝V_a ^*；

工作时间区间12：V_c ^*>V_a ^*>V_b ^*,U_P＝V_c ^*,U_M＝V_a ^*,U_N＝V_b ^*；

其中，

U_p为三相电压指令值中，幅值最大的相电压指令值，U_N为幅值次大的相电压指令值，U_M为幅值最小的相电压指令值。

本发明实施例中，利用下式计算电压参数：

V_n＝|U_P-U_N|

V_m＝|U_P-U_M|

K＝U_M/U_N

式中，

V_n为高线电压；

V_m为低线电压；

K为电荷分配比。

步骤203，依据电压参数计算等效直流合成电压，依据储能器侧电压与等效直流合成电压，确定双向储能变流器的工作模式；

本发明实施例中，依据双向储能变流器交流侧电网的三相电压，计算出高线电压、低线电压和电荷分配比，并基于高线电压、低线电压和电荷分配比计算等效直流合成电压。作为一可选实施例，利用下式计算等效直流合成电压：

式中，

V_s为等效直流合成电压。

本发明实施例中，在离/并网工况下，若储能器侧电压小于等效直流合成电压，确定双向储能变流器的工作模式为升压模式(boost)，若储能器侧电压大于等效直流合成电压，确定双向储能变流器的工作模式为降压模式(buck)。

在充电工况下，若储能器侧电压大于等效直流合成电压，确定双向储能变流器的工作模式为升压模式，若储能器侧电压小于等效直流合成电压，确定双向储能变流器的工作模式为降压模式。

步骤204，依据当前工况、确定的工作模式、电压参数计算开关周期中每个工作过程的导通时长；

本发明实施例中，作为一可选实施例，依据电压参数计算开关周期中每个工作过程的导通时长，包括：

B11，依据当前工况、确定的工作模式、电压参数的高线电压、低线电压和电荷分配比，确定状态平面图的基本参数；

本发明实施例中，作为一可选实施例，基本参数包括：圆心(O₁、O₂、O₃)、半径(r₁、r₂、r₃)以及谐振电容电压(V_cro、V₁、V₂)。

本发明实施例中，依据所处的工况以及确定的工作模式，计算状态平面图的基本参数，其中，状态平面图包括：离/并网工况降压模式状态平面图、离/并网工况升压模式状态平面图、充电工况降压模式状态平面图、充电工况升压模式状态平面图。

本发明实施例中，对于离/并网工况降压模式状态平面图，利用下式计算该状态平面图的基本参数：

O₁＝V_dc/n-V_m (1)

O₂＝V_dc/n-V_n (2)

O₃＝-V_n (3)

r₁＝O₁+V_cro (4)

r₃＝V_cro-O₃ (5)

V_cro＝(PT)/(4*C_r*V_s) (7)

式中，

V_dc为储能器侧电压；

n为变压器匝数比；

C_r为谐振电容；

L_r为谐振电感；

P为输出功率；

T为谐振周期。

其中，

对于离/并网工况升压模式状态平面图，利用下式计算该状态平面图的基本参数：

O₁＝V_dc/n (10)

O₂＝V_dc/n-V_m (11)

O₃＝V_dc/n-V_n (12)

r₁＝O₁+V_cro (13)

r₃＝V_cro-O₃ (14)

V_cro＝(nPT)/(4*C_r*V_dc) (16)

对于充电工况降压模式状态平面图，利用下式计算该状态平面图的基本参数：

O₁＝V_n-V_dc/n (19)

O₂＝V_m-V_dc/n (20)

O₃＝-V_dc (21)

r₁＝v_Cr+O₁ (22)

r₃＝v_Cr-O₃ (23)

V_cr＝(nPT)/(4*C_r*V_dc) (25)

对于充电工况升压模式状态平面图，利用下式计算该状态平面图的基本参数：

O₁＝V_n (28)

O₂＝V_n-V_dc/n (29)

O₃＝V_m-V_dc/n (30)

r₁＝v_Cr+O₁ (31)

r₃＝v_Cr-O₃ (32)

V_cro＝(PT)/(4C_rV_s) (34)

B12，根据获得的状态平面图的基本参数，计算开关周期中每个工作过程的导通时长。

本发明实施例中，无论双向储能变流器出于何种工况或何种工作模式，一个开关周期均可划分为6个工作过程，其中，正半周期包括3个工作过程，负半周期包括3个工作过程。

本发明实施例中，由于负半周期的工作过程和正半周期的工作过程相类似，因而，负半周期的3个工作过程的时长与正半周期的3个工作过程的时长对应相同。

本发明实施例中，在建立状态平面图后，根据状态平面图中的几何关系，可以求解出每个工作过程对应的角度，进而获得在该开关周期内每个工作过程的导通时长。

本发明实施例中，设置θ₁、θ₂，θ₃分别为正半周期的3个工作过程对应的角度，t₁、t₂、t₃分别为正半周期的3个工作过程对应的导通时长。

对于离/并网工况降压模式状态平面图，利用下式计算导通时长：

θ₁＝cos^-1((O₁-V₁)/r₁) (37)

θ₂＝cos^-1((V₁-O₂)/r₂)-cos^-1((V₂-O₂)/r₂) (38)

θ₃＝cos^-1((V₂-O₃)/r₃) (39)

其中，

根据θ＝ωt，可得：

t₁＝θ₁/ω (40)

t₂＝θ₂/ω (41)

t₃＝θ₃/ω (42)

式中，

ω为交流信号角频率。

对于离/并网工况升压模式状态平面图，利用下式计算导通时长：

θ₁＝cos^-1((O₁-V₁)/r₁) (43)

θ₂＝cos^-1((V₁-O₂)/r₂)-cos^-1((V₂-O₂)/r₂) (44)

θ₃＝cos^-1((O₃-V₂)/r₃) (45)

同样，依据θ＝ωt，可得：

t₁＝θ₁/ω (46)

t₂＝θ₂/ω (47)

t₃＝θ₃/ω (48)

对于充电工况降压模式状态平面图，利用下式计算导通时长：

θ₁＝cos^-1((O₁-V₁)/r₁) (49)

θ₂＝cos^-1((V₁-O₂)/r₂))-cos^-1((V₂-O₂)/r₂)) (50)

θ₃＝cos^-1((O₃-V₂)/r₃)) (51)

依据θ＝ωt，可得：

t₁＝θ₁/ω (52)

t₂＝(θ₁+θ₂)/ω (53)

t₃＝(θ₁+θ₂+θ₃)/ω (54)

对于充电工况升压模式状态平面图，利用下式计算导通时长：

θ₁＝cos^-1((O₁-V₁)/r₁) (55)

θ₂＝π-cos^-1((O₂-V₂)/r₂))-cos^-1((V₁-O₂)/r₂)) (56)

θ₃＝cos^-1((O₃-V₂)/r₃)) (57)

依据θ＝ωt，可得：

t₁＝θ₁/ω (58)

t₂＝(θ₁+θ₂)/ω (59)

t₃＝(θ₁+θ₂+θ₃)/ω (60)

需要说明的是，负半周期3个工作过程的导通时长与正半周期的3个工作过程的导通时长相同。负半周期3个工作过程的导通时长中，第四工作过程的导通时长与第一工作过程的导通时长对应相同，为t₁，第五工作过程的导通时长与第二工作过程的导通时长对应相同，为t₂，第六工作过程的导通时长与第三工作过程的导通时长对应相同，为t₃。

步骤205，依据开关周期中每个工作过程的导通时长，生成驱动脉冲信号，以控制当前工作区间中对应开关的导通。

本发明实施例中，根据确定的当前工作区间以及计算得到的各工作过程的导通时长，生成脉宽调制(PWM，Pulse Width Modulation)驱动脉冲信号，控制开关组件中相应开关的导通。

本发明实施例中，不同工况、不同工作模式下，开关组件中各开关的通断情况与工作区间及工作过程的对应关系表，分别如表1、表2、表3、表4所示。其中，工作时间区间简称为区间，工作过程简称为过程。

表1离/并网工况降压模式下，开关组件中各开关在各工作时间区间以及各工作过程的导通示意表

表2离/并网升压模式下，开关组件中各开关在各工作时间区间以及各工作过程的导通示意表

图表3充电工况降压模式下，开关组件中各开关在各工作时间区间以及各工作过程的导通示意表

图表4充电工况升压模式下，开关组件中各开关在各工作时间区间以及各工作过程的导通示意表

下面举一具体实施例进行详细说明。

本发明实施例中，作为一可选实施例，以双向储能变流器处于并网工况为例，假设输出功率为39kW，储能器侧电压为400～870V，谐振电感为20uH,谐振电容为0.9uF，输出滤波电感(Output filter inductor)为400uH，输出滤波电容(Output filter capacitor)为3uF，变压器匝数比为1.5:1，开关频率为37.5kHz，栅极(负载或电网)频率为50Hz，栅极电压为380V，相电阻为3.7欧姆，蓄能器侧电压为400V。

由于储能变流器处于并网工况，控制策略为PQ控制，若依据该控制策略计算得到的三相电压指令值，此处假设在某时刻下得到三相电压指令值V_a ^*、V_b ^*、V_c ^*分别为300V，-200V，-100V。

由三相电压指令值的大小正负关系，依据预先存储的电压指令值与工作区间的映射关系，得到该时刻属于第3工作时间区间，依据公式：

V_n＝|U_P-U_N|

V_m＝|U_P-U_M|

K＝U_M/U_N

其中，U_p＝300，U_N＝-200，U_M＝-100，得到：

高线电压V_n＝500，低线电压V_m＝400，电荷分配比K＝0.5。

等效直流合成电压：

经变压器后的蓄能器侧电压为：

由于V＜V_s，确定该时刻，双向储能变流器为升压模式，即该时刻，双向储能变流器处于并网工况升压模式，因此，选择公式(10)-(18)计算状态平面图的基本参数：

O₁＝V_dc/n＝266.67

O₂＝V_dc/n-V_m＝-133.34

O₃＝V_dc/n-V_n＝-233.34

r₁＝O₁+V_cro＝1.189×10³

r₃＝V_cro-O₃＝1.1548×10³

V_cro＝(nPT)/(4*C_r*V_dc)＝921.43

依据得到的状态平面的基本参数，计算各个工作过程的导通时长。本发明实施例中，由于双向储能变流器处于并网工况升压模式，因此，选择公式(43)-(48)计算各工作过程对应的导通时长：

θ₁＝cos^-1((O₁-V₁)/r₁)＝1.2917

θ₂＝cos^-1((V₁-O₂)/r₂)-cos^-1((V₂-O₂)/r₂)＝0.3191

θ₃＝cos^-1((O₃-V₂)/r₃)＝1.1679

t₁＝θ₁/ω＝0.2056(ms)

t₂＝θ₂/ω＝0.0508(ms)

t₃＝θ₃/ω＝0.1859(ms)

对于并网工况升压模式，开关组件中各开关在各工作时间区间以及各工作过程的导通示意表为表2。由表2可知，第3工作时间区间内，各工作过程的导通关系具体为(以一个开关周期为例)：

在0～t₁时段，开关V2,V3,V9,V15导通；

在t₁～t₁+t₂时段，开关V2,V3,V9,V11导通，输出电压为V_m；

在t₁+t₂～t₁+t₂+t₃时段，开关V2,V3,V9,V13导通，输出电压为V_n；

截至t₁+t₂+t₃时刻，正半周期3个工作过程已经顺序执行结束，负半周期的执行过程与正半周期类似，此处不再赘述。

本发明实施例中，进一步地，依据上述提供的参数，基于Matlab/Simulink软件搭建仿真平台，并获得满功率时的并网输出电压和电流波形，仿真的结果表明，功率因数接近于1，频率为50HZ，双向储能变流器的利用效率高。

如图3所示，本申请一实施例提供了一种计算机设备300，用于执行图1中的控制双向储能变流器的方法，该设备包括存储器301、处理器302及存储在该存储器301上并可在该处理器302上运行的计算机程序，其中，上述处理器302执行上述计算机程序时实现上述控制双向储能变流器的方法的步骤。

具体地，上述存储器301和处理器302能够为通用的存储器和处理器，这里不做具体限定，当处理器302运行存储器301存储的计算机程序时，能够执行上述控制双向储能变流器的方法。

对应于图2中的控制双向储能变流器的方法，本申请实施例还提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器运行时执行上述控制双向储能变流器的方法的步骤。

具体地，该存储介质能够为通用的存储介质，如移动磁盘、硬盘等，该存储介质上的计算机程序被运行时，能够执行上述控制双向储能变流器的方法。

在本申请所提供的实施例中，应该理解到，所揭露系统和方法，可以通过其它的方式实现。以上所描述的系统实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，又例如，多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些通信接口，系统或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。

所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。

另外，在本申请提供的实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。

所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本申请的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释，此外，术语“第一”、“第二”、“第三”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

最后应说明的是：以上所述实施例，仅为本申请的具体实施方式，用以说明本申请的技术方案，而非对其限制，本申请的保护范围并不局限于此，尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改或可轻易想到变化，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改、变化或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请实施例技术方案的精神和范围。都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。