阅读说明：本技术 电力变换装置 (Power conversion device ) 是由 柏原辰树 于 2019-02-05 设计创作，主要内容包括：课题是,提供能够有效地减少由电路的寄生电感所发生的浪涌电压的电力变换装置。解决方案是,电力变换装置1通过具有多个切换元件18A～18F的三相逆变器电路28来使对电动压缩机16的压缩机构7进行驱动的电动机8运转,根据电路的寄生电感和电动机8的相电流iu、iv、iw计算各相的浪涌电压值,导出该浪涌电压值最大的相,通过二相调制方式来抑制该浪涌电压值最大相的切换元件18A～18F的切换。(The problem is to provide a power conversion device capable of effectively reducing surge voltage generated by parasitic inductance of a circuit. The power conversion device 1 operates a motor 8 that drives a compression mechanism 7 of an electric compressor 16 by a three-phase inverter circuit 28 having a plurality of switching elements 18A to 18F, calculates a surge voltage value of each phase from a parasitic inductance of the circuit and phase currents iu, iv, iw of the motor 8, derives a phase having a maximum surge voltage value, and suppresses switching of the switching elements 18A to 18F of the phase having the maximum surge voltage value by a two-phase modulation method.)

电力变换装置

技术领域

本发明涉及通过三相逆变器电路来驱动电动机的电力变换装置。

背景技术

历来，用于驱动电动机的电力变换装置是通过多个切换元件构成三相逆变器电路并且对UVW各相的切换元件进行PWM（Pulse Width Modulation，脉宽调制）控制的装置，但是，由于在电路中存在寄生电感，所以伴随着切换元件的ON（导通）、OFF（关断），会发生高浪涌电压。

于是，还开发了以使得由切换元件（开关元件）的断开接通工作（OFF/ON工作）所造成的电流变化的方向、与由其他切换元件的断开接通工作所造成的电流变化的方向相反的方式详细地设定各切换元件的断开接通工作的定时的电力变换装置（例如，参照专利文献1）。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2013-55801号公报；

专利文献2：日本特开2014-138526号公报。

发明内容

发明要解决的课题

然而，电路的寄生电感因结构、各相而异，因此，难以实现本质改善。另一方面，近年，以减少切换元件的损失和发热来改善效率为目的，还提出了在该PWM控制部中应用称为二相调制的方式的电力变换装置（逆变器控制装置）（例如，参照专利文献2）。

本发明考虑这样的以往状况而完成，其目的在于，提供能够有效地减少由电路的寄生电感所发生的浪涌电压的电力变换装置。

用于解决课题的方案

本发明的电力变换装置通过具有多个切换元件的三相逆变器电路来驱动电动机，其特征在于，根据电路的寄生电感和电动机的相电流计算各相的浪涌电压值，导出该浪涌电压值最大的相，抑制该浪涌电压值最大相的切换元件的切换。

关于权利要求2的发明的电力变换装置，在上述发明中，其特征在于，电路的寄生电感按各相的每相而不同。

关于权利要求3的发明的电力变换装置，在上述各发明中，其特征在于，具备：相电压指令运算部，运算施加到电动机的三相调制电压指令值；线间调制运算部，基于三相调制电压指令值来运算使三相逆变器电路的规定的一相的切换元件的ON/OFF状态在规定区间内固定、并且调制其他二相的切换元件的ON/OFF状态的二相调制电压指令值；以及PWM信号生成部，基于二相调制电压指令值来生成对三相逆变器电路进行PWM控制的PWM信号，线间调制运算部根据电路的寄生电感和电动机的相电流计算各相的浪涌电压值，导出该浪涌电压值最大的相，使该浪涌电压值最大相的切换元件固定为ON或OFF状态。

关于权利要求4的发明的电力变换装置，在上述发明中，其特征在于，线间调制运算部将三相调制电压指令值的最大相和最小相的浪涌电压值进行比较，使更大的相的切换元件固定为ON或OFF状态。

关于权利要求5的发明的电力变换装置，在上述各发明中，其特征在于，电动机对电动压缩机的压缩机构进行驱动。

发明效果

根据本发明，在通过具有多个切换元件的三相逆变器电路来驱动电动机的电力变换装置中，根据电路的寄生电感和电动机的相电流计算各相的浪涌电压值，导出该浪涌电压值最大的相，抑制该浪涌电压值最大相的切换元件的切换，因此，能够根据预先把握的电路的寄生电感和在电动机中流动的相电流来导出浪涌电压值最大的相，在该浪涌电压值最大的相中，抑制作为发生浪涌电压的原因的切换元件的切换本身。

由此，能够有效地抑制在电路中产生的浪涌电压。特别地，在如权利要求5的发明那样对电动压缩机的压缩机构进行驱动的电动机中，由于构造变得复杂，所以如权利要求2的发明那样电路的寄生电感按各相的每相而不同，因此，本发明极其有效。

进而，如果如权利要求3的发明那样设置：相电压指令运算部，运算施加到电动机的三相调制电压指令值；线间调制运算部，基于三相调制电压指令值来运算使三相逆变器电路的规定的一相的切换元件的ON/OFF状态在规定区间内固定、并且调制其他二相的切换元件的ON/OFF状态的二相调制电压指令值；以及PWM信号生成部，基于二相调制电压指令值来生成对三相逆变器电路进行PWM控制的PWM信号，线间调制运算部根据电路的寄生电感和电动机的相电流计算各相的浪涌电压值，导出该浪涌电压值最大的相，使该浪涌电压值最大相的切换元件固定为ON或OFF状态，则能够使用所谓二相调制方式来恰当地抑制浪涌电压值最大的相的切换元件的切换。

在该情况下，如果如权利要求4的发明那样线间调制运算部将三相调制电压指令值的最大相和最小相的浪涌电压值进行比较，使更大的相的切换元件固定为ON或OFF状态，则能够一边无障碍地进行利用二相调制方式的电动机的PWM控制，一边有效地抑制在电路中产生的浪涌电压。

附图说明

图1是本发明的一个实施例的电力变换装置的电气电路图。

图2是具备图1的电力变换装置的一个实施例的电动压缩机的纵截侧面图。

图3是从逆变器收容部侧观察图2的电动压缩机的除去盖子和基板的侧面图。

图4是示出用于说明图1的电力变换装置的电路的寄生电感的等效电路的一例的图。

图5是说明在图4的等效电路中发生浪涌电压的构造的一例的图。

图6是说明在图4的等效电路中计算电压最大值和电压最小值的浪涌电压值的方法的图。

图7是示出在图1的电力变换装置中通过本发明的实施例的二相调制方式进行PWM控制的情况下的在各相中发生的浪涌电压值的图。

图8是示出在图1的电力变换装置中通过通常的二相调制方式进行PWM控制的情况下的在各相中发生的浪涌电压值的图。

图9是示出在图1的电力变换装置中通过三相调制方式进行PWM控制的情况下的在各相中发生的浪涌电压值的图。

具体实施方式

以下，基于附图来详细地说明本发明的实施方式。首先，一边参照图2和图3一边说明整体地具备本发明的电力变换装置1的实施例的电动压缩机（所谓逆变器整体型电动压缩机）16。再有，实施例的电动压缩机16构成引擎驱动机动车、混动机动车、或电气机动车等车辆所装载的车辆用空气调和装置的冷媒电路的一部分。

（1）电动压缩机16的结构

在图2中，在电动压缩机16的金属制（铝等）的管状壳体2内，利用与该壳体2的轴方向交叉的分隔壁3划分为压缩机构收容部4和逆变器收容部6，在压缩机构收容部4内收容有例如涡旋型的压缩机构7、以及驱动该压缩机构7的电动机8。在该情况下，电动机8是由固定于壳体2的定子9和在该定子9的内侧旋转的转子11构成的IPMSM（Interior Permanent MagnetSynchronous Motor，内置永磁同步电动机）。

在分隔壁3的压缩机构收容部4侧的中心部形成有轴承部12，转子11的驱动轴13的一端被该轴承部12支承，驱动轴13的另一端与压缩机构7连结。在壳体2的与压缩机构收容部4对应的位置的分隔壁3近旁形成有吸入口14，当电动机8的转子11（驱动轴13）旋转而驱动压缩机构7时，从该吸入口14向壳体2的压缩机构收容部4内流入作为工作流体的低温的冷媒，其被压缩机构7吸引并压缩。

然后，构成为被该压缩机构7压缩而成为高温/高压的冷媒通过未图示的排出口排出到壳体2外的前述冷媒电路。此外，从吸入口14流入的低温的冷媒通过分隔壁3近旁而通过电动机8的周围，被压缩机构7吸引，因此，使分隔壁3也冷却。

然后，在利用该分隔壁3与压缩机构收容部4划分的逆变器收容部6内收容有对电动机8进行驱动控制的本发明的电力变换装置1。在该情况下，电力变换装置1被构成为经由贯通分隔壁3的密封端子或引线向电动机8供电。

（2）电力变换装置1的构造（基板17上的配置）

在实施例的情况下，电力变换装置1由基板17、连接到该基板17的一面侧的电气电路布线的多个（6个）切换元件18A～18F、连接到基板17的另一面侧的电气电路布线的控制部21、以及未图示的HV连接器、LV连接器等构成。切换元件18A～18F在实施例中由将MOS构造编入栅极部的绝缘栅双极晶体管（IGBT）等构成。

在该情况下，在实施例中后述的三相的逆变器电路（三相逆变器电路）28的U相逆变器19U的上相切换元件18A和下相切换元件18D、V相逆变器19V的上相切换元件18B和下相切换元件18E、W相逆变器19W的上相切换元件18C和下相切换元件18F成为各两个分别排列的形式，该排列的一组的切换元件18A和18D、切换元件18B和18E、切换元件18C和18F如图3所示那样呈放射状配置在基板17的中心的周围。

再有，在本申请中，放射状还包括如图3所示的状。此外，不限于图3所示的配置，还可以将一个一个的切换元件18A～18F呈圆弧状（扇状）地配置在基板17的中心的周围。

此外，在实施例中，采用如下的形式，即：W相逆变器19W的切换元件18C和18F位于吸入口14侧，相对于其，在图3中的逆时针旋转90°的位置处配置V相逆变器19V的切换元件18B和18E，在与吸入口14相反侧的位置处配置U相逆变器19U的切换元件18A和18D。

此外，各切换元件18A～18F的端子部22在变为基板17的中心侧的状态下连接到基板17。进而，在该实施例中，设置用于测定作为各相的电动机电流（相电流）的U相电流iu、V相电流iv、W相电流iw的由电流互感器构成的电流传感器26A、26B，各电流传感器26A、26B连接到控制部21。再有，电流传感器26A测定U相电流iu，电流传感器26B测定V相电流iv。然后，W相电流iw从这些通过计算求取。此外，除了如实施例那样通过电流传感器26A、26B测定各相的电动机电流以外，还可以由控制部21从电动机8的运转状态进行估计。

然后，像这样装配的电力变换装置1在具有各切换元件18A～18F的一面侧变为分隔壁3侧的状态下收容于逆变器收容部6内并安装于分隔壁3，被盖子23盖住。在该情况下，基板17经由从分隔壁3立起的凸台（boss）部24而固定于分隔壁3。

在像这样将电力变换装置1安装于分隔壁3的状态下，各切换元件18A～18F直接或经由规定的绝缘热传导材料与分隔壁3密合，变为与壳体2的分隔壁3热交换关系。此时，各切换元件18A～18F配置在避开与轴承12和驱动轴13对应之处的位置，以围绕其周围的形式配置（图3）。

然后，如前所述，分隔壁3通过吸入到压缩机构收容部4内的冷媒而冷却，因此，各切换元件18A～18F变为经由分隔壁3与吸入冷媒热交换关系，经由分隔壁3的厚度通过吸入到压缩机构收容部4内的冷媒而冷却，各切换元件18A～18F本身成为经由分隔壁3向冷媒放热的形式。

（3）电力变换装置1的电气电路的结构

接着，在图1中，电力变换装置1具备前述的三相的逆变器电路（三相逆变器电路）28、以及控制部21。逆变器电路28是将直流电源（电池：例如，300V）29的直流电压变换为三相交流电压并施加到电动机8的定子9的电枢线圈的电路。该逆变器电路28具有前述的U相逆变器19U、V相逆变器19V、W相逆变器19W，各相逆变器19U～19W个别地具有分别前述的上相切换元件18A～18C、以及下相切换元件18D～18F。进而，飞轮二极管31分别反并联连接到各切换元件18A～18F。

然后，逆变器电路28的上相切换元件18A～18C的上端侧连接到直流电源29和平滑电容器32的正极侧母线。再有，平滑电容器32也连接到基板17的一面侧的电气电路布线来构成电力变换装置1，但是，为了容易理解各切换元件18A～18F的配置，在图2、图3中未示出。另一方面，逆变器电路28的下相切换元件18D～18F的下端侧连接到直流电源29和平滑电容器32的负极侧母线。

然后，U相逆变器19U的上相切换元件18A和下相切换元件18D之间连接到电动机8的U相的电枢线圈，V相逆变器19V的上相切换元件18B和下相切换元件18E之间连接到电动机8的V相的电枢线圈，W相逆变器19W的上相切换元件18C和下相切换元件18F之间连接到电动机8的W相的电枢线圈。

（4）控制部21的结构

接着，控制部21由具有处理器的微计算机构成，从车辆ECU输入转速指令值，从电动机8输入相电流，基于这些来控制逆变器电路28的各切换元件18A～18F的ON/OFF状态。具体而言，对施加到各切换元件18A～18F的栅极端子的栅极电压进行控制。

该控制部21具有相电压指令运算部33、线间调制运算部34、PWM信号生成部36、以及栅极驱动器37。相电压指令运算部33基于电动机8的电角、电流指令值和相电流来运算施加到电动机8的各相的电枢线圈的三相调制电压指令值U’（U相电压指令值）、V’（V相电压指令值）、W’（W相电压指令值）。该三相调制电压指令值U’、V’、W’是进行电动机8的三相调制控制的情况下的电压指令值的标准化后（校正为-1～1后）的值，在图9的最上部分中示出其一例。

线间调制运算部34基于由相电压指令运算部33运算而计算出的三相调制电压指令值U’、V’、W’来运算二相调制电压指令值U（U相电压指令值）、V（V相电压指令值）、W（W相电压指令值）。前述的各电流传感器26A、26B所测定的U相电流iu和V相电流iv被输入到该线间调制运算部34，线间调制运算部34求取电动机8的相电流（U相电流iu、V相电流iv和W相电流iw）。再有，关于该线间调制运算部34的工作，之后进行详述。

PWM信号生成部36基于由线间调制运算部34运算而计算出的二相调制电压指令值U、V、W通过与载波三角波比较大小来发生成为逆变器电路28的U相逆变器19U、V相逆变器19V、W相逆变器19W的驱动指令信号的PWM信号Vu、Vv、Vw。

栅极驱动器37基于从PWM信号生成部36输出的PWM信号Vu、Vv、Vw来发生U相逆变器19U的切换元件18A、18D的栅极电压Vuu、Vul、V相逆变器19V的切换元件18B、18E的栅极电压Vvu、Vvl、以及W相逆变器19W的切换元件18C、18F的栅极电压Vwu、Vwl。这些栅极电压Vuu、Vul、Vvu、Vvl、Vwu、Vwl能够通过作为规定时间内的ON状态的时间比例的占空比来表示。

然后，逆变器电路28的各切换元件18A～18F基于从栅极驱动器37输出的栅极电压Vuu、Vul、Vvu、Vvl、Vwu、Vwl而被ON/OFF驱动。即，当栅极电压变为ON状态（规定的电压值）时晶体管进行ON工作，当栅极电压变为OFF状态（零）时晶体管进行OFF工作。在切换元件18A～18F为前述的IGBT的情况下，该栅极驱动器37是用于基于PWM信号将栅极电压施加到IGBT的电路，由光电耦合器、逻辑IC、或晶体管等构成。

（5）电气电路的寄生电感

接着，一边参照图4一边说明三相逆变器电路28的电气电路的寄生电感。在如实施例那样设置在电动压缩机16的电力变换装置1的三相逆变器电路28中，由于构造、电气电路布线变得复杂，所以寄生电感也按各相中的每相而不同。图4的等效电路示出了实施例的三相逆变器电路28的电气电路具有的寄生电感的一例。

在该图中，Linp是U相逆变器19U和平滑电容器32之间的正极侧母线的寄生电感，Lup是U相逆变器19U的上相切换元件18A的集电极和正极侧母线之间的寄生电感，Lun是U相逆变器19U的下相切换元件18D的发射极和负极侧母线之间的寄生电感，Linn是U相逆变器19U和平滑电容器32之间的负极侧母线的寄生电感。

此外，Luvp是U相逆变器19U和V相逆变器19V之间的正极侧母线的寄生电感，Lvp是V相逆变器19V的上相切换元件18B的集电极和正极侧母线之间的寄生电感，Lvn是V相逆变器19V的下相切换元件18E的发射极和负极侧母线之间的寄生电感，Luvn是U相逆变器19U和V相逆变器19V之间的负极侧母线的寄生电感。

进而，Lvwp是V相逆变器19V和W相逆变器19W之间的正极侧母线的寄生电感，Lwp是W相逆变器19W的上相切换元件18C的集电极和正极侧母线之间的寄生电感，Lwn是W相逆变器19W的下相切换元件18F的发射极和负极侧母线之间的寄生电感，Lvwn是V相逆变器19V和W相逆变器19W之间的负极侧母线的寄生电感。三相逆变器电路28的上述那样的寄生电感的值被预先测定并储存在控制部21的线间调制运算部34具有的存储器35中。

（6）发生浪涌电压的构造

接着，一边参照图5一边说明在图4的等效电路中发生浪涌电压的构造。如上所述，在三相逆变器电路28的电气电路中，存在在UVW的各相中不同的寄生电感，因此，在各切换元件18A～18F从ON切换为OFF时在该切换元件中流动电流时，发生浪涌电压。

例如，现在，如图5中的状态1所示，使UVW的各相的逆变器19U～19W的上相切换元件18A～18C为ON，并使下相切换元件18D～18F为OFF，如图中箭头所示那样流动电流。再有，在图中被圆圈包围的切换元件变为ON。

从该状态1起，如状态2所示，使U相逆变器19U的上相切换元件18A为OFF并且下相切换元件18D为ON时，在状态2的寄生电感Lup中流动虚线箭头所示的方向的电流iu，因此，发生浪涌电压1。该浪涌电压1的值为iu*Lup/Δt。在此，Δt为依赖于IGBT的切换速度的系数，以U相、V相、W相的各上下相共计6相的IGBT切换速度相同的情况为例，记载了向6相全部共同施加Δt，但是不限定于Δt是共同的情况。在6相的切换速度全部不同的情况下，分别施加不同的Δt，由此，能够同样地考虑。

接着，从状态2起，使W相逆变器19W的上相切换元件18C为OFF并且下相切换元件19F为ON时，变为状态3。此时，在状态2下在切换元件18C中流动的电流是负的，因此，在寄生电感Lwp中不发生浪涌电压。实际上，在浪涌电压中考虑各种主要因素，但是，在此，以如下的情况为例，即：作为浪涌电压，使IGBT导通电流为OFF时发生的浪涌电压占优势。

从该状态3起，如状态4所示，使V相逆变器19V的上相切换元件18B为OFF并且下相切换元件18E为OFF时，在状态4的寄生电感Linp、寄生电感Lvp和寄生电感Luvp中流动虚线箭头所示的方向的电流iv，因此，发生浪涌电压2。该浪涌电压2的值为iv*（Linp+Lvp+Luvp）/Δt。在此，如果iv*（Linp+Lvp+Luvp）＞iu*Lup，则浪涌电压2比浪涌电压1大。

（7）线间调制运算部34的工作

接着，一边参照图6～图9一边详细地说明控制部21的线间调制运算部34中的二相调制电压指令值U、V、W的运算/计算工作。

（7-1）电压最大相和电压最小相的浪涌电压值的计算方法

线间调制运算部34按各切换元件18A～18F的每次切换来计算电压最大相和电压最小相的浪涌电压值，比较它们的大小。在此，电压最大相意味着相电压指令运算部33所计算的三相调制电压指令值U’（U相电压指令值）、V’（V相电压指令值）、W’（W相电压指令值）之中（参照图9的最上部分）的最大的电压指令值的相，电压最小相意味着同样相电压指令运算部33所计算的三相调制电压指令值U’（U相电压指令值）、V’（V相电压指令值）、W’（W相电压指令值）之中的最小的电压指令值的相。

例如，在通过三角波载波输出的PWM的情况下，在使上相的各切换元件18A～18C为ON而PWM工作开始的情况下，线间调制运算部34在电压最大相为U相时（U相电压指令值U’最大时）、U相电流iu的方向为正时，通过iu*Linup/Δt来计算浪涌电压值。

此外，在U相电流iu的方向为负时，通过iv*Lvun/Δt+iw*Lwun/Δt来计算浪涌电压值（其中，在iv＜0时iv=0，在iw＜0时iw=0，在iv＞-iu时iv=-iu，在iw＞-iu时iw=-iu）。

在电压最大相为V相时（V相电压指令值V’最大时）、V相电流iv的方向为正时，通过iv*Linvp/Δt来计算浪涌电压值。

此外，在V相电流iv的方向为负时，通过iu*Luvn/Δt+iw*Lwvn/Δt来计算浪涌电压值（其中，在iw＜0时iw=0，在iu＜0时iu=0，在iu＞-iv时iu=-iv，在iw＞-iv时iw=-iv）。

在电压最大相为W相时（W相电压指令值W’最大时）、W相电流iw的方向为正时，通过iw*Linwp/Δt来计算浪涌电压值。

此外，在W相电流iw的方向为负时，通过iv*Lvwn/Δt+iu*Luwn/Δt来计算浪涌电压值（其中，iv＜0时iv=0，iu＜0时iu=0，iu＞-iw时iu=-iw，iv＞-iw时iv=-iw）。

进而，线间调制运算部34在电压最小相为U相时（U相电压指令值U’最小时）、U相电流iu的方向为正时，通过（-iv）*Lvup/Δt+（-iw）*Lwup/Δt来计算浪涌电压值。（其中，在iv＞0时iv=0，在iw＞0时iw=0，在-iv＞iu时iv=-iu，在-iw＞iu时iw=-iu）。

此外，在U相电流iu的方向为负时，通过（-iu）*Linun/Δt来计算浪涌电压值。

在电压最小相为V相时（V相电压指令值V’最小时）、V相电流iv的方向为正时，通过（-iu）*Luvp/Δt+（-iw）*Lwvp/Δt来计算浪涌电压值。（其中，在iw＞0时iw=0，在iu＞0时iu=0，在-iu＞iv时iu=-iv，在-iw＞iv时iw=-iv）。

此外，在V相电流iv的方向为负时，通过（-iv）*Linvn/Δt来计算浪涌电压值。

在电压最小相为W相时（W相电压指令值W’最小时）、W相电流iw的方向为正时，通过（-iv）*Lvwp/Δt+（-iu）*Luwp/Δt来计算浪涌电压值。（其中，在iv＞0时iv=0，在iu＞0时iu=0，在-iu＞iw时iu=-iw，在-iv＞iw时iv=-iw）。

此外，在W相电流iw的方向为负时，通过（-iw）*Linwn/Δt来计算浪涌电压值。

再有，在上述中，Lvup=Lup，Lwup=Lup，Luvp=Luvp+Lvp，Lwvp=Lvp，Luwp=Luvp+Lvwp+Lwp，Lvwp=Lvwp+Lwp。

此外，Lvun=Luvn+Lvn，Lwun=Luvn+Lvwn+Lwn，Luvn=Lun，Lwvn=Lvwn+Lwn，Luwn=Lun，Lvwn=Lvn。

此外，Linup=Linp+Lup，Linvp=Linp+Luvp+Lvp，Linwp=Linp+Luvp+Lvwp+Lwp。

此外，Linun=Linn+Lun，Linvn=Linn+Luvn+Lvn，Linwn=Linn+Luvn+Lvwn+Lwn。

以上汇总在图6中示出。在此，先前说明的图5的浪涌电压1是在前述的电压最小相为U相时并且U相电流iu的方向为正时。此时，浪涌电压1通过（-iv）*Lvup/Δt+（-iw）*Lwup/Δt来计算，但是，由于iv为正，所以iv=0，由于-iw＞iu，所以iw=-iu。因此，（-iv）*Lvup/Δt+（-iw）*Lwup/Δt改写为iu*Lwup/Δt，由于Lwup=Lup，所以浪涌电压1为iu*Lup/Δt。

此外，先前说明的图5的浪涌电压2是在前述的电压最大相为V相时并且V相电流iv的方向为正时。此时，浪涌电压2通过iv*Linvp/Δt来计算，但是，由于Linvp=Linp+Luvp+Lvp，所以浪涌电压2为iv*（Linp+Lvp+Luvp）/Δt。

（7-2）线间调制运算部34的二相调制工作

如以上那样，线间调制运算部34按每次切换来计算三相调制电压指令值U’、V’、W’之中的最大相（电压最大相）的浪涌电压值和最小相（电压最小相）的浪涌电压值，比较它们的大小关系。然后，将更大的相导出为浪涌电压值最大的相。接着，运算并输出使该浪涌电压值最大相的切换元件的ON/OFF状态固定为ON状态（电压最大相的情况下）或OFF状态（电压最小相的情况下）、并调制其他相的切换元件的ON/OFF状态的二相调制电压指令值U（U相电压指令值）、V（V相电压指令值）、W（W相电压指令值）。由此，抑制浪涌电压最大相的切换元件的切换。

图7示出了利用本发明的实施例的二相调制方式的U相电压指令值U、V相电压指令值V、W相电压指令值W、以及通过它们进行PWM控制的情况下的在各相中发生的浪涌电压。再有，线间调制运算部34运算的二相调制电压指令值U、V、W是用于进行电动机8的二相调制控制的电压指令值的标准化后（校正为-1～1后）的值。

此外，在图9中也示出了在用相电压指令运算部33所计算的三相调制电压指令值U’、V’、W’来对各切换元件18A～18F进行PWM控制的三相调制方式的情况下在各相中发生的浪涌电压值（S1为上相，S2为下相。以下相同）。此外，图8示出了在用通过通常的二相调制方式而计算的二相调制电压指令值U、V、W进行PWM控制的情况下在各相中发生的浪涌电压值，以便与图7的本发明的实施例的二相调制方式的情况相比较。该通常的二相调制方式将相电压指令运算部33计算的各相的三相调制电压指令值U’、V’、W’进行比较，使绝对值最大的相的切换元件18A～18F的ON/OFF状态固定为ON或OFF状态，抑制该切换元件18A～18F的切换。

可知，在图9的三相调制方式的情况下，在各相中发生浪涌电压值MAX1～MAX5的浪涌电压，特别地，在W相中发生了最大的浪涌电压值MAX4的浪涌电压（再有，在该图中，以MAX示出的值为各浪涌电压值的峰值。以下相同）。

另一方面，可知，在图8的通常的二相调制方式的情况下，在发生图9的三相调制方式时的浪涌电压值MAX1～MAX5的定时，切换元件被固定为ON或OFF状态，因此，浪涌电压值MAX1下降到浪涌电压值MAX6，浪涌电压值MAX2下降到浪涌电压值MAX7，浪涌电压值MAX3下降到浪涌电压值MAX8，浪涌电压值MAX4下降到浪涌电压值MAX9，浪涌电压值MAX5下降到浪涌电压值MAX10，峰值分别下降。

另一方面，在图7的本发明的实施例的二相调制方式的情况下，如前述那样，将电压最大相的浪涌电压值和电压最小相的浪涌电压值的大小关系进行比较，将更大的相导出为浪涌电压值最大的相，将该浪涌电压值最大相的切换元件的ON/OFF状态固定为ON状态（电压最大相的情况下）或OFF状态（电压最小相的情况下），抑制该切换元件的切换，因此，在图8的t1的时点，电压最大相即V相的浪涌电压值MAX7比电压最小相即U相的浪涌电压值（在图8中以MAX15示出）大，因此，V相的切换元件的ON状态延长到图7的t2。由此，可知，图8的V相的浪涌电压值MAX7在图7中下降到浪涌电压值MAX11。

此外，在图8的t3的时点，电压最大相即W相的浪涌电压值MAX9比电压最小相即V相的浪涌电压值（在图8中以MAX16示出）大，因此，W相的切换元件的ON状态延长到图7的t4。由此，图8的V相的浪涌电压值MAX9在图7中下降到浪涌电压值MAX13。

进而，在图8的t5的时点，电压最小相即W相的浪涌电压值MAX10比电压最大相即V相的浪涌电压值（在图8中以MAX17示出）大，因此，W相的切换元件的OFF状态延长到图7的t6。由此，图8的W相的浪涌电压值MAX10在图7中下降到浪涌电压值MAX14。即，可知，根据本发明的实施例的二相调制方式，与通常的二相调制方式相比，进一步抑制浪涌电压值的峰。

如以上详述，在本发明中，从三相逆变器电路28的寄生电感和电动机8的相电流（iu，iv，iw）计算UVW的各相的浪涌电压值，导出该浪涌电压值最大的相，抑制该浪涌电压值最大相的切换元件的切换，因此，能够从预先把握的电路的寄生电感和在电动机8中流动的相电流中导出浪涌电压值最大的相，在该浪涌电压值最大的相中，抑制作为发生浪涌电压的原因的切换元件18A～18F的切换本身。

由此，能够有效地抑制在电路中产生的浪涌电压。特别地，在如实施例那样对电动压缩机16的压缩机构7进行驱动的电动机8中应用的电力变换装置1中，由于构造变得复杂，所以电路的寄生电感按各相中的每相而不同，因此，本发明极其有效。

进而，在实施例中，设置：运算施加到电动机8的三相调制电压指令值U’、V’、W’的相电压指令运算部33；基于三相调制电压指令值U’、V’、W’来运算使三相逆变器电路28的规定的一相的切换元件的ON/OFF状态在PWM等规定区间内固定、并且调制其他二相的切换元件的ON/OFF状态的二相调制电压指令值U、V、W的线间调制运算部34；以及基于二相调制电压指令值U、V、W来生成对三相逆变器电路28进行PWM控制的PWM信号的PWM信号生成部36，线间调制运算部34从电路的寄生电感和电动机8的相电流中计算各相的浪涌电压值，导出该浪涌电压值最大的相，将该浪涌电压值最大相的切换元件固定为ON或OFF状态，因此，能够使用二相调制方式来恰当地抑制浪涌电压值最大的相的切换元件的切换。

在该情况下，在实施例中，线间调制运算部34将三相调制电压指令值U’、V’、W’的最大相（电压最大相）和最小相（电压最小相）的浪涌电压值进行比较，将更大的相的切换元件固定为ON或OFF状态，因此，能够一边无障碍地进行利用二相调制方式的电动机8的PWM控制，一边有效地抑制在电路中产生的浪涌电压。

再有，图4中示出的等效电路或图6中汇总示出的计算方法是一例，如果三相逆变器电路28的电气电路布线不同，则变为不同的等效电路，浪涌电压值的计算方法也不同。此外，在实施例中，示出了使上相的各切换元件18A～18C为ON来开始的情况下的浪涌电压值的计算方法，但是，在使下相的各切换元件18D～18F为ON来开始的情况下，为不同的计算方法。

此外，在实施例中，通过由电流互感器构成的电流传感器26A、26B来测定各相的电动机电流（相电流）即U相电流iu、V相电流iv、W相电流iw，但是，不限于此，也可以通过分流电阻等方法来测定电动机电流（相电流）。进而，在实施例中，将本发明应用于对电动压缩机16的电动机8进行驱动控制的电力变换装置1，但是，在权利要求5以外的发明中，不限于此，本发明在各种设备的电动机的驱动控制中是有效。

附图标记的说明

1电力变换装置

7压缩机构

8电动机

16电动压缩机

18A～18F切换元件

19U U相逆变器

19V V相逆变器

19W W相逆变器

21控制部

26A、26B电流传感器

28三相逆变器电路

33相电压指令运算部

34线间调制运算部

36 PWM信号生成部

37栅极驱动器。