无槽同步永磁电机
阅读说明：本技术 无槽同步永磁电机 (Slotless synchronous permanent magnet motor ) 是由 J·G·米林格 于 2019-01-29 设计创作，主要内容包括：本发明涉及一种无槽同步永磁电机(1),其包括：转子(5)；以及定子(3),其配置成与所述转子进行电磁交互作用；其中,所述转子(5)设置有第一导电金属层(5a),所述第一导电金属层(5a)配置成产生谐波转子凸极性。(The invention relates to a slotless synchronous permanent magnet motor (1), comprising: a rotor (5); and a stator (3) configured to electromagnetically interact with the rotor; wherein the rotor (5) is provided with a first electrically conductive metal layer (5a), the first electrically conductive metal layer (5a) being configured to generate a harmonic rotor saliency.)
技术领域
本发明总体上涉及同步电机。具体地，涉及无槽同步永磁电机。
背景技术
无槽永磁电机通常是具有高功率密度要求的应用(比如，工业装配和冲击工具)的首选。这种类型的应用需要先进的电机控制，这通常是通过连接到电机并通过脉冲宽度调制(PWM)进行工作的电力转换器来实现的。
对于上述应用，通常使用换向传感器或角度编码器，用于在驱动电路的速度控制回路内反馈的转子位置检测。使用传感器的缺点是增加了电机模块的复杂性和尺寸。
“利用涡流对圆柱形无刷直流电机的转子位置的无传感器估算”(Tomita等，第四届IEEE先进运动控制国际研讨会论文集-AMC'96-MIE，1996年3月，第1卷，第24-28页)公开了一种具有槽定子铁芯的电机结构。在转子表面粘贴非磁性材料以使涡流流动。
发明内容
一种用于有槽电机无传感器转子位置检测的常用方法涉及使用凸极转子设计。通过对谐波相电流的信号处理，可以检测转子位置。与有槽电机相比，无槽电机的凸极转子设计要求去除活性永磁材料，导致电机性能降低。
鉴于以上所述，本发明的目的是提供一种无槽同步永磁电机，其解决或至少缓解上述问题。
因此，根据本发明的第一个方面，提供一种无槽同步永磁PM电机，包括：转子，以及定子，其配置成与所述转子进行电磁交互作用，其中，所述转子设置有第一导电金属层，所述第一导电金属层配置成产生谐波转子凸极性。
从磁性角度看，导电材料(例如，铜和铝)在低频下表现为类似于空气，但根据伦茨定律(Lenz’s law)反射高频磁通量。对于小于导电层厚度h的趋肤深度δ，反射变得显著。由于转子设置有第一金属层，可以获得转子的高频凸极性。因此，通过本设计，转子位置检测可以基于配置成控制无槽同步PM电机的电力转换器的开关的高开关频率的凸极转子行为来实现。具体地，可以提供对电机性能影响最小的转子位置检测。
此外，由于无需传感器来确定转子位置，因此，无槽同步PM电机可以变得更短、更便宜、更可靠。
相比于Tomita等人的论文中公开的有槽结构，对于转子位置确定，在无槽同步PM电机的转子上设置第一导电层的结构出人意料地精确得多。根据Tomita的论文，转子位置估算的最大误差为26°，这对于许多控制方案都是无用的，而在无槽同步PM电机的情况下，精度可以低于±5°，低至±2°。另外，对于开槽电机，转子位置估算与电机负载有关，而对于无槽同步PM电机，转子位置估算与电机负载无关。因此，所提出的无槽同步PM电机结构对转子位置确定更为有用。例如，可以使用涉及正弦换向的电机控制，而不是像Tomita那样必须使用六步换向，从而可以消除扭矩纹波，并可以提供平滑运动和精确的电机控制。
“转子位置”一般是指电动转子位置。例如，转子位置可以是静止坐标系(例如αβ坐标系)与转子参考坐标系(例如d-q坐标系)之间的转子角度。
谐波转子凸极性是指相对于基频的谐波的转子凸极性。基频是转子每秒的转数。
第一金属层可以是第一金属片或第一金属涂层。
第一金属层的外表面可以与转子的外表面平齐或基本平齐。
第一金属层可以由弱磁性材料(例如，顺磁性材料或抗磁性材料)制成。
根据一个实施方案，第一金属层由铜或铝制成。例如，第一金属层可以由铜或铝组成。或者，第一金属层也可以由导电合金制成。
定子可以设置有多个绕组，即，定子相绕组，每个绕组配置成连接到相应的电相。具体地，每个绕组有两个绕组部分。绕组的绕组部分连接到电力转换器的相应端子。与绕组连接的端子与相同的电相相关联。
在第一金属层是提供谐波转子凸极性的唯一金属层的示例中，第一金属层可以配置成在转子的任何旋转位置同时与电相绕组的两个绕组部分对准。
根据一个实施方案，所述转子设置有第二导电金属层，所述第二导电金属层配置成产生谐波转子凸极性。
第二金属层可以是第二金属片或第二金属涂层。
第二金属层的外表面可以与转子的外表面平齐或基本平齐。
第二金属层可由弱磁性材料(例如，顺磁性材料或抗磁性材料)制成。
第二金属层可以由铜或铝制成。例如，第二金属层可由铜或铝组成。或者，第二金属层可以由导电合金制成。
在包括第一金属层和第二金属层的示例中，第一金属层和第二金属层可以配置为使得第一金属层和第二金属层同时能够与电相的相应绕组部分对准。
根据一个实施方案，第一导电金属层与第二金属层电连接。例如，第一导电金属层和第二导电金属层可以在轴向方向上的转子的每个端部部分或端部彼此连接。因此，第一导电金属层与第二导电金属层可以在两个位置连接和短路，每个位置各处于转子的每个端部部分或端部。由此，在第一导电金属层和第二导电金属层中感应的电流将以相对彼此相反的方向流动，从而电流将获得返回路径。当遇到d轴方向的电流时，感应电流水平将因此增加，从而获得更高的转子凸极性。因此，可以获得具有更高信噪比的更强的凸极性指示。因此，转子位置的估算可以变得更精确。
根据一个实施方案，在转子的横截面上，第一金属层周向设置在转子上，形成第一扇形的圆弧。
在仅包括第一金属层的实施方案中，第一扇形的中心角可以是至少120度，例如120度。有益地，这种配置用于集中绕组型的无槽同步PM电机中。在这种情况下，有益地，第一金属层可以在转子的轴向方向上以倾斜的方式布置。这提高谐波转子凸极性引起的电相电感变化的可检测性。
根据一个实施方案，在转子的横截面上，第二金属层周向设置在转子上，形成第二扇形的圆弧，第二扇形的圆弧的中心关于第一扇形的圆弧中心成角度。
根据一个实施方案，所述角度约为180°。具有约180°角度意味着180°±20°的范围，例如180°±10°的范围。或者，角度可以是180°。
根据一个实施方案，第一金属层布置在转子的磁体区段之间，以形成转子的第一中心平面，并且第二金属层布置在转子的磁体区段之间，以形成垂直于第一中心平面的转子的第二中心平面。
根据一个实施方案，第一金属层沿着转子的大部分轴向方向长度延伸。具体地，第一金属层可以形成从其短端部到相反的短端部的连续结构。
第二金属层可以沿转子的大部分轴向方向长度延伸。具体地，第二金属层可以形成从其短端部到相反的短端部的连续结构。
根据本发明的第二方面，提供一种无槽同步PM电机系统，其包括：根据第一方面的无槽同步PM电机；电力转换器，其配置成向无槽同步PM电机注入电流或电压；电流传感器，其配置成测量由于电力转换器注入的电流或电压而在无槽同步PM电机中产生的电流；以及控制系统，其配置成基于所述电流传感器测量出的电流来确定转子位置。
每个电流传感器可以配置成测量相应电相中的电流。具体地，电流传感器可以配置成测量定子的相应绕组中的电流。因此，测量出的电流数通常与无槽同步PM电机的电相数相同。
在部分实施方案中，由电流传感器测量出的电流可以是电流纹波。在这种情况下，控制系统配置成基于电流纹波来确定转子位置。
电流纹波可以是换向感应的电流纹波。换向发生在电相的极性改变时。
电力转换器可以包括宽带隙半导体开关，例如，宽带隙晶体管。
根据一个实施方案，电力转换器配置成使用电力转换器的开关的开关频率向无槽同步PM电机注入电流，所述开关频率对于使第一金属层中的趋肤深度δ小于第一金属层的厚度h来说足够高，所述趋肤深度由
其中，ρ为第一金属层的电阻率，μ为第一金属层的磁导率，f为开关频率。
当转子设置有一个以上的金属层时，上述关于趋肤深度和厚度的考虑适用于所有金属层，例如第二金属层。
无槽同步PM电机系统可以利用高开关频率，从而能够使用较薄的第一/第二金属层，从而将对电机性能的损害降到最低。
例如，开关频率可以是大约100khz。
根据一个实施方案，注入的电压可以包括诸如高频正弦电压分量的高频电压分量。为了转子位置确定的目的，可以专门注入高频分量。高频分量可以具有高于无槽同步PM电机的最大角频率的角频率。
根据一个实施方案，控制系统配置成基于测量出的电流的电流纹波来确定每个电相的电感，其中，控制系统配置成基于电感来确定转子位置。
例如，每相的电感可由换向之间的电流纹波的斜率或导数
根据一个实施方案，通过将电感与查找表中与特定转子位置相关联的参考电感进行比较来确定转子位置。具体地，电感的组合，并且特别是匹配的参考电感，在查找表中提供单个转子位置值。
根据一个实施方案，电流传感器配置成对测量出的电流的电流纹波进行过采样。过采样理解为高于Nyquist频率的采样频率。
根据一个实施方案，定子具有多个定子相绕组，其中，控制系统配置成补偿定子相绕组的几何不对称性。
根据发明人进行的研究，已经证明定子相绕组的几何不对称性(即，一个或多个定子相绕组在定子的圆周方向上的位移使得沿径向平面的对称性由于非理想的制造而变得不完美)会影响转子位置的估算。具体地，几何不对称性使估算误差增大。通过补偿几何不对称性，可以使转子位置的估算/确定更加精确。
根据一个实施方案，所述控制系统包括第一变换块，所述第一变换块配置成通过利用电力转换器的电压基准从转子参考坐标系向三相坐标系的变换来执行补偿，所述变换考虑定义几何不对称性的定子相绕组在定子的圆周方向上的位移。
具体地，每个定子相绕组的角位移可用于提供补偿的变换。变换可以是用于在转子参考坐标系与abc坐标系之间进行变换或者在定子坐标系与abc坐标系之间进行变换的线性算子(例如，矩阵)。
根据一个实施方案，控制系统包括：第二变换块，其配置成对电流传感器测量出的电流进行变换，以获得d轴电流和q轴电流；解调器块，其配置成对q轴电流进行解调；以及估算器块，其包括PI观测器，所述PI观测器配置成使用解调出的q轴电流的前馈以用于确定转子位置。
因此，瞬态特性得到改善。具体地，在瞬态情况下，可以快速获得估算误差很小的稳态。
根据本发明的第三方面，提供一种确定根据第一方面的无槽同步PM电机的转子的转子位置的方法，其中，所述方法包括：控制电力转换器，以将电流或电压注入无槽同步PM电机；获得在无槽同步PM电机中测量出的由注入电流产生的电流，并根据电流确定转子位置。
根据一个实施方案，所述控制包括使用电力转换器的开关的开关频率，所述开关频率对于使第一金属层中的趋肤深度δ小于第一金属层的厚度h来说足够高，所述趋肤深度由
其中，ρ为第一金属层的电阻率，μ为第一金属层的磁导率，f为开关频率。
根据一个实施方案，定子具有多个定子相绕组，其中步骤a)包括补偿定子相绕组的几何不对称性。
根据一个实施方案，所述补偿包括利用电力转换器的电压基准从转子参考坐标系向三相坐标系的变换，所述变换考虑定义几何不对称性的定子相绕组在定子的圆周方向上的位移。
根据一个实施方案，所述确定包括：对测量出的电流进行变换，以获得d轴电流和q轴电流；对所述q轴电流进行解调；以及利用包括PI观测器的估算器块，使用解调出的q轴电流的前馈。
根据本发明的第四方面，提供一种包括计算机代码的计算机程序，当由无槽同步PM电机系统的处理电路执行时，计算机代码使无槽同步PM电机系统执行根据第三方面的方法的步骤。
根据本发明的第五方面，提供一种动力工具，其包括根据第一方面的无槽同步PM电机。
根据本发明的第六方面，提供一种动力工具，其包括根据第二方面的无槽同步PM电机系统。
一般来说，除非本文另有明确定义，权利要求中使用的所有术语均应根据其在技术领域中的一般含义进行解释。除非另有明确说明，否则对“元件、装置、组件、装置等”的所有提及应公开解释为指代元件、装置、组件、装置等的至少一个示例。
附图说明
现在将参考附图、通过示例描述本发明构思的具体实施方案，其中：
图1a示意性地示出无槽同步PM电机的示例的横截面；
图1b示意性地示出图1a中的无槽同步PM电机的转子的横截面；
图2示意性地示出无槽同步PM电机的另一示例的横截面；
图3示意性地示出无槽同步PM电机的又一示例的横截面；
图4示意性地示出无槽同步PM电机系统的框图；
图5是确定无槽同步PM电机的转子的转子位置的方法的流程图；以及
图6示意性地示出用于控制无槽同步PM的替代控制方案的示例。
具体实施方式
下文中将参考附图更全面地描述本发明构思，附图中示出了示例性实施方案。然而，本发明构思可以以许多不同的形式来实现，并且不应被解释为仅限于本文所阐述的实施方案；相反，这些实施方案以示例的方式提供，使得本发明将是详尽和完整的，并且将向本领域技术人员充分传达本发明构思的范围。整个说明书中，相同的附图标记表示相同的元件。
图1示出无槽同步PM电机的示例。无槽同步PM电机1包括定子3和转子5，转子5配置成与定子3进行电磁交互作用。转子5是永磁转子。定子3具有多个绕组，即定子相绕组，每个绕组连接到各自的电相A、B和C。在本示例中，绕组的连接使得相同电相的绕组部分在无槽同步PM电机1的横截面中彼此相对布置。因此，电相A的两个绕组部分(用A+和A-表示)彼此相对布置，电相B的两个绕组部分(用B+和B-表示)彼此相对布置，并且电相C的两个绕组部分(用C+和C-表示)彼此相对布置。
在定子相绕组几何不对称的情况下，绕组部分不会彼此恰好相对。具体地，在电相的相对绕组部分之间，定子3的圆周方向上可能存在小的位移。这可能导致转子位置的估算/确定中的误差。根据部分示例，可以针对这种几何不对称性提供补偿，将进一步进行如下描述。
无槽同步PM电机1包括转子轴7，转子5围绕转子轴6布置。转子5可旋转地布置在定子3中。
转子5具有导电的第一金属层5a和导电的第二金属层5b。如下所述，第一金属层5a和第二金属层5b产生谐波转子凸极性。第一金属层5a形成转子5的外表面的一部分。第二金属层5b形成转子5的外表面的一部分。第一金属层5a沿着转子5的轴向方向长度的大部分延伸。第一金属层5a是非分段的，即它是整体连续结构。第二金属层5b沿着转子5的轴向方向长度的大部分延伸。第二金属层5b是非分段的，即它是整体连续结构。一般而言，第一金属层5a和第二金属层5b可以彼此相同或基本相同。
第一金属层5a可以是第一金属片或涂层。第二金属层5b可以是第二金属片或涂层。
根据一个变型，第一金属层5a和第二金属层5b可以彼此电连接。第一金属层5a和第二金属层5b可以短路。在此，第一金属层5a和第二金属层5b可以通过一个或多个低电阻性连接件而彼此电连接。通常，第一金属层5a和第二金属层5b在转子5的轴向方向上的每个端部或端部区域/部分彼此连接。例如，一个或多个低电阻性连接件可以由与第一金属层5a和/或第二金属层5b相同的材料制成。
图1b更详细地描绘转子5。第一金属层5a沿转子5在圆周方向上周向延伸。第一金属层5a具有厚度h。第一金属层5a形成转子5的具有第一中心角θ1的第一扇形7a的圆弧。第二金属层5b沿转子5在圆周方向上周向延伸。第二金属层5b形成转子5的具有第二中心角θ2的第二扇形7b的圆弧。第一扇形7a和第二扇形7b相互不相交。因此，第一金属层5a和第二金属层5b沿着转子5圆周的不相交部分布置。例如，第一扇形7a的圆弧的中心9a和第二扇形7b的中心9b可以成大约180度的角度α。因此，在转子5的横截面上，第一金属层5a和第二金属层5b可以相对地布置。
第一中心角θ1和第二中心角θ2通常可由无槽同步PM电机1的绕组结构确定。例如，对于两极结构，第一中心角θ1和第二中心角θ2可各自都确定为基本上等于、等于或大于2π/(电相数乘以2)，其中金属层的数量等于极的数量。在图1a中的示例中，这就意味着第一中心角θ1和第二中心角θ2各自都等于或大于60°，即360°/6。
图2示出无槽同步PM电机的另一个示例。无槽同步PM电机1'类似于参考图1a和图1b描述的示例。然而，转子5'与转子5一定程度上不同。转子5'具有提供谐波转子凸极性的第一金属层5a'和第二金属层5b'。第一金属层5a'设置在磁体区段10a-10d之间，形成穿过转子5'延伸、将转子5'在转子5'的横截面上分为两半的第一中心平面。第一金属层5a'因此径向延伸穿过转子5'。第二金属层5b'设置在磁体区段10a-10d之间，形成穿过转子5'、将转子5'在转子5'的横截面上分为两半的第二中心平面。第二金属层5b'径向延伸穿过转子5'。第一中心平面和第二中心平面相对于彼此成角度。在本示例中，第一中心平面和第二中心平面彼此垂直。
同样在这种情况下，根据一个变型，第一金属层5a'和第二金属层5b'可以电连接。第一金属层5a'和第二金属层5b'可以短路。在此，第一金属层5a'和第二金属层5b'可通过一个或多个低电阻性连接件彼此电连接。通常，第一金属层5a'和第二金属层5b'在转子5的轴向方向上的每个端部或端部区域/部分彼此连接。例如，一个或多个低电阻性连接件可以由与第一金属层5a'和/或第二金属层5b'相同的材料制成。
图3示出无槽同步PM电机的另一个示例。无槽同步PM电机1”为集中绕组型。因此，连接到同一电相的绕组部分彼此相邻布置，如图所示。例如，用A+和A-表示的A相的两个绕组部分彼此相邻等等。
在这种情况下，定子相绕组的几何不对称性也可能存在。根据部分示例，可以针对这种几何不对称性提供补偿，将进一步进行如下描述。
无槽同步PM电机1”包括转子5”，转子5”设置有第一金属层5a”。特别地，示例性转子5”仅设置有单个金属层，即第一金属层5a”。第一金属层5a”周向设置在转子5”上。第一金属层5a”形成具有中心角θ1的第一扇形7a”的圆弧。有益地，中心角θ1基本上等于、等于或大于2π除以电相的数量。金属层的数量等于电极对的数量。因此，在该示例中，中心角θ1可以是至少120°，即360°/3，例如120°。因此，第一金属层5”可与绕组的两个绕组部分完全对准。
图4描绘无槽同步PM电机系统12的示例。无槽同步PM电机系统12包括无槽同步PM电机1，1'，1”，电力转换器14，电流传感器16和控制系统18。
电力转换器14配置为连接到定子3、3'的绕组。电力转换器14包括多个开关或开关装置，其配置成被控制为以开关频率进行开关，从而向绕组注入适当的电流，以使无槽同步PM电机1，1'，1”工作。开关通常可以是电力电子开关，例如半导体开关(例如晶体管)。例如，开关可以是宽带隙电力电子器件，例如碳化硅或氮化镓电力电子开关。开关可以以多种不同的已知方式进行配置，例如H桥或半桥结构，或其变型。
例如，可以通过PWM来控制电力转换器14的开关。为此，例如，开关的门极可以根据利用PWM的控制信号控制为将开关选择性地设置为接通或断开状态。
电力转换器14和电流传感器16形成无槽同步PM电机1，1'，1”的驱动电路。
电流传感器16配置为测量定子3，3'绕组的电流。电流传感器16可以配置成测量各个电相中(即，在各个绕组中)的电流，例如电流纹波。有益地，电流传感器16可以具有高带宽以能够进行电流的过采样。优选地，电流传感器16的带宽可以是电力转换器14的开关频率的两倍以上。例如，带宽可以是开关频率的三倍以上、四倍以上、五倍以上或者六倍以上。
控制系统18可以配置成基于由电流传感器16测量出的纹波电流来确定转子5，5'，5”的转子位置。控制系统18可以包括存储介质18和处理电路18b。存储介质18包括当由处理电路18b执行时使控制系统18执行本文所公开的方法的步骤的计算机代码或指令。
例如，处理电路18b可以利用能够执行本文所公开的与电机转子位置确定有关的任何操作的合适的中央处理单元(CPU)、多处理器、微控制器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)等中的一个或多个的任意组合。
例如，存储介质18a可以实现为存储器(例如，随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM)或电可擦除可编程只读存储器(EEPROM))，并且更具体地实现为外部存储器(例如USB(通用串行总线)存储器)中或闪存(如，紧凑型闪存)中的设备的非易失性存储介质。
控制系统18可以包括控制器，该控制器配置成基于所确定的转子位置控制电力转换器14。参考图5，现在将更详细地描述图4所描述的示例中关于转子位置确定的控制系统12的操作。
在步骤a)中，控制器控制电力转换器14以向定子的绕组中注入电流。这种电流控制通常包括使用如前所述的PWM对开关进行开关控制。
优选地，用于控制电力转换器14的开关的开关频率对于使第一金属层5a、5a'、5a”中以及包括第二金属层5b、5'b的实施方案中的趋肤深度δ小于第一金属层5a、5a'、5a”/第二金属层5b、5'b的厚度h来说足够高。这确保了当转子5，5'，5”旋转时电流纹波产生的高频磁通量模式被第一金属层5a，5a'，5a/第二金属层5b，5'b阻断，从而影响电相的电感。具体地，当第一金属层5a，5a'，5a”/第二金属层5b，5'b与电相的通电绕组部分对准时，高频磁通量模式被阻断，在转子5，5'，5”旋转时，引起所涉及的电相的电感发生正弦或准正弦变化。具体地，当第一金属层5a，5a'，5a”/第二金属层5b，5'b与电相的通电绕组部分对准时，即当高频磁通量模式被阻断时，电相的电感减小，否则增加。这导致谐波转子凸极性使转子位置检测能够进行而无需使用角度编码器。
在步骤b)中，电流传感器16测量定子的绕组中的电流纹波。在每个电相中测量出的电流纹波通常是换向感应的电流纹波，其可从电力转换器14的开关的开关控制中导出。测量出的电流纹波由控制系统18获得。
换向之间的电流纹波的斜率或导数
在步骤c)中，由控制系统18基于电流纹波来确定转子位置。根据本示例，基于每相的电流纹波的导数可以通过将相电压U除以电流纹波的导数
当已经确定了每个电相的电感L时，可以将每个电感L与查找表中相应相的参考电感进行比较。参考电感与特定的转子位置相关联，即，与确定的电感相匹配的参考电感的组合提供转子位置(通常是转子角度)。
然后，转子角度可用于通过控制系统18来控制电力转换器。因此，在步骤c)之后的步骤中，可以基于转子角度来控制电力转换器。
图6描绘用于确定转子位置的替代控制方案的示例。图5所示的控制方案可以由处理电路18b实现为软件和/或硬件。为了简单起见，未示出电力转换器14和电流传感器16。
示例性控制系统18'包括高频注入块21，其配置为在转子参考坐标系或dq坐标系的d轴和q轴中注入高频电压分量。高频电压分量与电压基准和进行组合，以形成用于电力转换器14的调节后的电压基准和
示例性控制系统18'还包括解调器块27，其配置成对测量出的q轴电流进行解调。解调器块27包括高通滤波器块27a，其配置为对q轴电流进行高通滤波以获得q轴电流的高频分量，所述高频分量的角频率ωh是由高频注入块21利用的所注入的高频电压分量的角频率。高通滤波后的q轴电流然后与频率为ωh的正弦信号相乘组合。解调器块27可以进一步包括低通滤波器块27b，所述低通滤波器块27b配置成对组合后的信号进行低通滤波，以获得dc信号。
示例性控制系统18'包括包含PI观测器的估算器块29。dc信号输入到估算器块29以进行PI处理。PI观测器利用dc信号的前馈。在此，估算器块包括前馈系数kf，dc信号除了与积分系数ki和比例常数kp相乘之外，该前馈系数kf也与dc信号相乘。与前馈系数kf相乘后的dc信号与低通滤波后的测量出的q轴电流进行组合。组合后的信号加到与积分系数ki相乘的dc信号上，相加后的信号在估算器块29的第一积分块29a中进行积分，以获得估算的转子速度ωest。估算的转子速度ωest用于获得转子速度误差，从而获得q轴电流基准
因此，参考图6描述的方法与参考图5描述的方法在一般步骤a)-c)中类似，但不测量、不利用电流纹波并且不确定电感，而是注入高频电压分量并测量相电流并在示例性控制方案中对其进行处理。
在部分示例中，定子相绕组的几何不对称性可以进行补偿。因此，控制系统18，18'可以配置为补偿定子相绕组的几何不对称性。具体地，控制系统18，18'可以包括第一变换块，其配置成执行转子参考坐标系到abc坐标系的变换。第一变换块可以配置为通过利用电力转换器14的电压基准从转子参考坐标变换到三相或abc坐标系来执行补偿。同样的补偿也可以在配置为执行abc坐标系到转子参考坐标系变换的第二变换块中设置。
转子参考坐标系与abc坐标系之间的变换可以配置为考虑定义几何不对称性的定子相位绕组在定子圆周方向上的位移或角位移。不同坐标系之间的变换通常由旋转矩阵执行。旋转矩阵，尤其是余弦和正弦函数的参数，可以包括与定子相绕组的角位移相关的各个分量。
在本文提供的所有示例中，转子由定子容纳。然而，作为这些示例中任何一个的替代方案，转子围绕定子布置相反配置也是可能的，即所谓的外转子电机。
以上主要参考几个示例对本发明构思进行了描述。然而，如本领域技术人员容易理解的，在所附权利要求所限定的本发明构思的范围内，上述公开的实施方案以外的其他实施方案也是同样可能的。
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