阅读说明：本技术 H桥功率放大器布置 (H-bridge power amplifier arrangement ) 是由 王占仓 于 2018-02-05 设计创作，主要内容包括：公开了一种具有包络跟踪的H桥功率放大器布置(100)。功率放大器布置(100)包括形成第一H桥结构的四个角杆的四个元件(A、B、C、D),其中负载(103)形成为第一H桥结构的横杆。功率放大器布置(100)进一步包括耦合在第一正电源(V<Sub>H</Sub>)和第三正电源(V<Sub>L</Sub>)之间的整流器电路(104),整流器电路(104)被配置成回收下沉包络电流。(An H-bridge power amplifier arrangement (100) with envelope tracking is disclosed. The power amplifier arrangement (100) comprises four elements (A, B, C, D) forming four corner bars of a first H-bridge structure, wherein the load (103) is formed as a crossbar of the first H-bridge structure. The power amplifier arrangement (100) further comprises a first positive power supply (V) coupled to the first power supply H ) And a third positive power supply (V) L ) A rectifier circuit (104) therebetween, the rectifier circuit (104) configured to recover a sinking envelope current.)

H桥功率放大器布置

技术领域

本文中的实施例涉及一种H桥功率放大器布置。特别地，它们涉及一种具有包络跟踪和下沉（sinking）电流回收的H桥功率放大器布置，以及一种包括功率放大器布置的电子电路和设备。

背景技术

功率放大器（PA）普遍存在于无线通信设备或装置中。射频（RF）PA的效率一般被定义为预期传送的无线电功率与来自供应源（supply）的总功率之间的比，其在具有传统PA架构的未来宽带应用中相当低。因此，在无线通信行业内针对提高效率的手段进行了广泛的努力。PA效率的小改进能够使无线通信系统或终端中可得到可观的利润并降低操作该系统或终端所需的总成本。

在无线通信基础设施行业中，一种被用于提高RF PA效率的技术是包络跟踪（ET）。ET是RF PA设计的一种已知方法，其中施加到PA的电源（power supply）电压相对于RF信号的包络不断调整，以确保PA正在输出功率范围内以峰值效率操作。从而，当RF信号的包络增大时，供应给功率放大器的电压能够被增大。同样，当RF信号的包络减小时，供应给功率放大器的电压能够被减小以降低功耗。

无线通信系统实现各种RF功率放大器拓扑。当前朝向具有高功率效率的微波传送器和高线性多载波RF传送器的趋势要求更复杂的电路拓扑，例如F类放大器、Doherty放大器和各种开关模式RF功率放大器系列。由于新一代无线通信系统的严格噪声要求，一些线性功率放大器（例如A、AB和B类）被迫以低功率效率操作，这增加了无线通信网络的操作成本。

随着新兴5G系统及以上中的数据服务的激增，现代无线通信演进已经采用了高频谱效率数字调制方案。另一方面，它们对用于基站（BTS）和移动用户设备（UE）应用的RF传送器施加了严格的线性度要求。换句话说，随着增长的峰均功率比（PAPR）、宽带性能和严格的线性度要求，出现了针对有效PA实现的许多挑战。作为最有前途的解决方案之一，由于在宽功率范围内的高效率操作和它处置5G系统及以上中的频带分段的频率捷变，ET PA已经引起了广泛的关注。

先进的无线通信需求更高的数据吞吐量。它基于诸如正交幅度调制（QAM）或正交频分复用（OFDM）之类的复杂数字调制方案来实现高调制速率。然而，它导致信号具有甚至超过10dB的不断增加的PAPR。此外，这些高PAPR信号要求从RF PA的峰值功率电平显著回退（back off），导致低的平均效率。

在EP2432118中，公开了一种具有快速包络跟踪的RF功率放大器。该RF功率放大器包括RF功率放大装置和开关DC/DC转换器，所述开关DC/DC转换器用于为所述RF功率放大装置提供处于与所述RF信号的包络成比例的电压电平的DC电源。ET PA中存在两个主要缺陷，当平均功率大大回退时，所述缺陷是线性度问题和效率降低问题。

在2012年2012 IEEE MTT-S国际微波研讨会文摘（MTT）Andreas W.等人的“An 8W GaN-Based H-Bridge Class-D PA for the 900 MHz Band Enabling Ternary Coding”中，公开了一种具有二进制输入电压、混合输出网络（即带通滤波器）和单端负载的H桥D类PA。H桥D类PA放大器包括具有四个晶体管的两个互补电压模式D类PA。H桥配置被简单地操作为两个电压模式PA，从而使输出功率加倍。然而，例如在4G/5G系统中，它针对高PAPR信号具有低效率。

因此，存在对改进的功率放大器系统的需要。此外，存在对用于控制功率放大器供应源电压的改进的包络***的需要。

发明内容

本文中实施例的一个目的是要提供一种在包络跟踪、线性度和效率上具有改进性能的功率放大器布置。

根据本文中实施例的一个方面，该目的由具有包络跟踪的H桥功率放大器布置来实现。功率放大器布置包括第一元件，该第一元件包括第一、第二和第三端子。第一端子被配置成接收包络信号作为控制信号，第二端子耦合到第一正电源。第一元件被配置成生成供源（sourcing）包络电流。

功率放大器布置进一步包括第二元件，该第二元件包括第一、第二和第三端子。第一端子被配置成接收包络信号的反相形式，第二端子耦合到第一正电源。第二元件被配置成生成下沉包络电流，以补偿由第一元件生成的冗余供源电流。

功率放大器布置进一步包括第三元件，该第三元件包括第一、第二和第三端子。第一端子被配置成接收输入信号，第二端子耦合到第二元件的第三端子以形成第一互连节点，并且第三端子耦合到负电源。第三元件被配置成放大接收到的输入信号，并且第一互连节点耦合到第二正电源。

功率放大器布置进一步包括第四元件，该第四元件包括第一、第二和第三端子。第一端子被配置成接收输入信号的反相形式，第二端子耦合到第一元件的第三端子以形成第二互连节点，第三端子经由第三正电源耦合到负电源。第四元件被配置成放大接收到的输入信号的反相形式，并且第二互连节点耦合到第二正电源。

功率放大器布置进一步包括耦合在第一和第二互连节点之间的负载，以形成用于供源和下沉包络电流两者的路径。第一、第二、第三和第四元件形成第一H桥结构的四个角杆，其中负载形成为第一H桥结构的横杆。

H桥功率放大器布置进一步包括耦合在第一正电源和第三正电源之间的整流器电路，该整流器电路被配置成通过将冗余下沉电流功率转换成直流（DC）电压并且用同一电压电平将DC电压馈送到第一正电源来回收下沉包络电流。

换句话说，根据本文中的实施例，第一元件是包络信号放大电路，其被配置成接收指示输入射频信号包络的输入包络信号并且生成放大的包络信号作为第三元件的电源，该第三元件是主RF功率放大器。第二元件是包络校正电路，其被配置成接收包络信号的反相并且生成第四元件的电源，该第四元件是辅助RF功率放大器。

与将包络跟踪系统视为两个分离元件（例如供应源调制器和RF功率放大器）的传统现有技术不同，本文中的实施例经由用于结合的新颖“H”桥结构将供应源调制器和RF功率放大器作为整体考虑。在H桥功率放大器布置中有三个信号路径。首先，包络跟踪供源路径，即第一元件、负载和第三元件，其提供由双供应源轨（即第一正电源和第二正电源）供应的主ET PA功能。其次，包络跟踪下沉路径，即第二元件、负载和第四元件，其提供由于从供源路径生成的冗余电流而导致的信号校正来为ET PA提供辅助下沉功能，以由三供应源轨（即第一、第二和第三正电源）改进它的线性度。最后，下沉功率回收路径，即整流器电路，其经由RF到DC整流过程为整个ET PA系统提供下沉功率重用。

根据本文中实施例的H桥结构的一些优点包括：

ET PA系统的简单性；

在相同的传送器架构下实现模拟或全数字传送器；

使用下沉电流支路以通过控制方案来改进ET PA系统的线性度。H桥结构使下沉电流直接到RF负载，以用于信号校正和进一步效率提高；

当通过断开第一和第二元件并直接使用第二正电源并缓慢地改变它以实现平均功率跟踪（APT）功能使平均输出功率大大回退时，实现容易ET模式到APT模式变换；以及

通过引入H桥下沉电流回收来实现效率提高。

因此，本文中的实施例提供了一种在包络跟踪、线性度和效率上具有改进性能的功率放大器布置。

附图说明

参考附图更详细地描述本文中实施例的示例，在附图中：

图1是图示根据本文中实施例的H桥功率放大器布置的示意框；

图2是根据本文中实施例的线性H桥功率放大器布置的示例实现的简化示意图；

图3是图示根据本文中实施例的包络调制方案的图；

图4是图示利用数字H桥ET PA方案的直接数字到RF转换包络跟踪（DDRFET）系统的示意框；

图5是图示根据本文中实施例的多H桥功率放大器布置的示意框；

图6是图示其中可以实现本文中实施例的电子电路或设备的框图。

具体实施方式

图1示出了根据本文中实施例的具有包络跟踪的H桥功率放大器布置100，下文称为H桥ET PA。与将包络跟踪系统视为作为两个分离元件的供应源调制器和RF功率放大器的传统现有技术不同，本实施例经由用于结合的新颖“H”桥结构将供应源调制器和RF功率放大器作为整体考虑。如图1中所示，H桥功率放大器布置100包括第一元件A，第一元件A包括第一、第二和第三端子。第一端子被配置成接收包络信号Ven作为控制信号，第二端子耦合到第一正电源V_H。第一元件A被配置成生成表示主功率放大供应源电流供源的供源包络电流。

H桥功率放大器布置100进一步包括第二元件B，第二元件B包括第一、第二和第三端子。第一端子被配置成接收包络信号的反相形式，第二端子耦合到第一正电源V_H。第二元件B被配置成生成反向极性供应源或生成下沉包络电流，以补偿由第一元件A生成的冗余供源电流。

第一和第二元件A和B是用于处置包络域信号的甚高频（VHF）频带操作晶体管或电路。

H桥功率放大器布置100进一步包括第三元件D，第三元件D包括第一、第二和第三端子。第一端子被配置成接收输入信号V_RF，第二端子耦合到第二元件B的第三端子以形成第一互连节点101，第三端子耦合到负电源V_N。第三元件D被配置成放大接收到的输入信号。第一互连节点101经由例如二极管耦合到第二正电源V_CM。

H桥功率放大器布置100进一步包括第四元件C，第四元件C包括第一、第二和第三端子。第一端子被配置成接收输入信号的反相形式，第二端子耦合到第一元件A的第三端子以形成第二互连节点102，第三端子经由第三正电源V_L耦合到负电源V_N。第四元件C被配置成放大接收到的输入信号的反相形式。第二互连节点102经由例如二极管耦合到第二正电源V_CM。

第三和第四元件D和C是RF功率晶体管，其分别从第一和第二元件A和B接收它的电源电流和电压两者。第三元件D是用于RF输入信号的主RF功率放大级。由于来自第一元件A的冗余电源效应，第四元件C是用于放大RF信号的反相形式以便进行信号校正的弱辅助RF功率放大器。第三元件D对于功率放大总是“导通”，而第四元件C在包络循环期间定期地“导通”和“截止”，以用于信号校正和下沉过程。

H桥结构如此命名是因为它在“H”的“角”处有四个元件并且RF负载形成横杆。因此，H桥功率放大器布置100进一步包括耦合在第一和第二互连节点101/102之间的负载103，以形成用于供源和下沉包络电流两者的路径。第一、第二、第三和第四元件形成第一H桥结构的四个角杆，其中负载103形成为第一H桥结构的横杆。

第一、第二、第三和第四元件A、B、D、C可以是晶体管、电流源（CS）或开关。从四个单刀单掷（SPST）开关、一个双刀双掷（DPDT）开关到增强模式功率金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）和双极结型晶体管（BJT），能够承载电流的任何东西都将工作。H桥架构将吸收漏源寄生电容（Cds）相关的失真和效率降低问题。

H桥功率放大器布置100进一步包括耦合在第一正电源V_H和第三正电源V_L之间的整流器电路104，整流器电路104被配置成通过将冗余下沉电流功率转换成直流（DC）电压并且用同一电压电平将DC电压馈送到第一正电源V_H来回收下沉包络电流。

具有包络跟踪的H桥功率放大器布置100可以或者是线性模式或者是开关模式，这取决于将应用什么种类的“ABCD”元件和输入信号模式。因此，本实施例既不限于线性/模拟，也不限于开关/脉冲模式信号应用场景。

在操作中，四个元件/CS/开关ABCD成对地接通，或者是A和D，或者是C和D。不管与从不均将H桥的同一“侧”切换为“导通”的任何其它H桥现有技术有何不同，本实施例利用两者都“导通”但不同的增益或比例因子和相位来让一对元件（例如B和C）将从其它包络跟踪对（例如A和D）生成的冗余电流下沉。这意味着A可以提供比D需求的电流更多的电流的场景。然后，它可能经由供应源调制效应将失真引入到最终的RF PA输出。当H桥的一侧上的两个元件/CS/开关都被接通时，它将在电源正供应源和电源负供应源之间造成短路。尽管这种现象在开关模式电源（SMPS）现有技术中被称为击穿（shoot through），但是在包络跟踪方案下能够利用它以借助于控制“导通”和“截止”条件/间隔以及击穿的电流幅度，来下沉生成的冗余电流并减轻供应源调制相关的失真。如果H桥足够强大，则它将吸收该有差别的负载，并且电源将简单地很快耗尽。因此，存在一个用于处置浪费的功率并提升系统效率的下沉电流回收整流方案，如图1中所示。

因此，在H桥功率放大器布置100中有三个信号路径。首先，包络跟踪供源路径，即第一元件A、负载103和第三元件D，其提供由双供应源轨（即第一正电源V_H和第二正电源，即共模供应源V_CM）供应的主ET PA功能。其次，包络跟踪下沉路径，即第二元件B、负载103和第四元件C，其提供由于从供源路径生成的冗余电流而导致的信号校正来为ET PA提供辅助下沉功能，以由三供应源轨（即第一、第二和第三正电源V_H、V_CM、V_L）改进它的线性度。最后，下沉功率回收路径，即整流器电路103，其经由RF到DC整流过程为整个ET PA系统提供下沉功率重用。

对于供应源轨，有四个标称供应源。然而，在实践中，它能够被简化为更少的数量。它们是电源正V_H、电源负V_N、共模供应源V_CM，其提供ET PA输出的均方根供应源电压电平；以及低电源V_L，其被提供用于功率回收方案功能性。第一、第二和第三正电源V_H、V_CM、V_L可相对于彼此在高、中和低电平范围内。

为了给H桥功率放大器布置100供电，有必要接通对角相对的两个元件。在图1中，当第一元件A和第三元件D被接通时，电流流动用实线示出。同时，其它对角相对的路径将不被接通，直到生成冗余电流为止，如用虚线所示的那样。然后，它将略微被接通并将冗余电流排到回收路径中，以用于RF到DC整流。通过控制动态栅极偏置驱动的电平来实现触发下沉路径工作的条件。

供源和下沉电流两者都将流过负载103。当供源路径开始工作时，电流流动并且负载开始转向“正”方向。另一方面，当接通第二和第四元件时，电流在其它方向流过负载103并抵消由冗余供源电流引起的负载103上的失真。这里，负载103能够被看作求和节点，其具有同时流过的“正”方向电流和相反方向电流。然而，当不存在生成的冗余电流时，相反电流流动为零并且下沉路径被完全关闭。

理论上，本实施例的操作象限可以非常灵活。这取决于为了效率和线性度折衷如何很好地控制H桥功率放大器布置100。如果每个元件都能够被独立控制，那么可以实现一些具有H桥ET PA的灵活控制和配置方案。因此，本实施例中的H桥应该是“四象限装置”。例如，如果它用单个DPDT开关构建，则它可能只被控制向前或向后。由于每个开关有两种状态之一，并且有四个开关，因此有16种可能的状态。然而，由于在某些时刻将一侧上的两个开关接通的任何状态都不再是“不良的”，因此与任何其它H桥现有技术相比实际上只有三种有用的状态，即三种操作模式，其中晶体管被接通，如表1中所示。

表1

A	B	C	D	象限操作描述
					导通	截止	截止	导通	完美的ET操作，在供源路径中没有生成的任何冗余电流。无需下沉。
截止	导通	导通	截止	ET不工作，但下沉路径为“导通”。需要避免错误状态。
					导通	导通	截止	截止	供应源调制器全部为“导通”；但是RF PA全部为“截止”。ET PA不工作。
截止	截止	导通	导通	供应源调制器全部为“截止”；但是RF PA由于固定DC供应源V<sub>CM</sub>而全部为“导通”，因此为低功率模式工作。这是一种从包络跟踪（ET）变换为平均功率跟踪（APT）的状态。
					导通	导通	导通	导通	ET操作，在供源路径中具有生成的任何冗余电流。需要下沉功能以移除失真。

因此，基于表1中的象限操作描述，根据本文中的一些实施例，第一和第三元件A和D可以被控制为导通，第二和第四元件B和C可以被控制为截止。

根据本文中的一些实施例，第一和第二元件A和B可以被控制为截止，第三和第四元件D和C可以被控制为导通。

根据本文中的一些实施例，第一、第二、第三和第四元件A、B、D、C可以被控制为导通。

当平均功率要求大大降低时，本实施例可以通过增加下沉路径功能以线性化ETPA以及从ET到APT的模式转变来向传统ET PA提供附加益处。

通过断开混合结构供应源调制器的线性部分来广泛地实现ET和APT模式转变。只有开关模式部分将工作以提供DC供应源。在本实施例中，V_CM正在代替现有技术混合供应源调制器中的开关模式部分，V_CM可以是可变的并缓慢变化以实现APT功能来满足ET和APT要求。

总之，本实施例正在解决所有现有技术ET解决方案的下沉电流问题。它们中的大多数正在使用下沉电流来保持包络跟踪供应源调制器的高线性度。然而，下沉电流被浪费或回收到电源。所有这些都不直接重用下沉电流。因此，本实施例建议使用H桥包络跟踪以使下沉电流直接到RF负载，以用于信号校正并用于进一步效率提高，如图1中所示。另一方面，通过简单地断开供应源调制元件（例如A和B）、直接使用V_CM作为DC供应源电压并且V_CM也可以是缓慢地可变化的电源，本实施例能够容易地转到APT模式。

本发明的技术实现能够被分类为作为线性模式和开关模式的两种类型。线性模式H桥ET PA用线性放大处置模拟信号；开关模式H桥ET PA作为全数字传送器处置脉冲模式刺激。

图2示出了线性H桥ET PA的示例实现。输入信号V_RF是模拟RF信号，其频率远高于包络信号频率。第一和第二元件A和B是工作在包络频率（例如DC~100MHz）的晶体管；而第四和第三元件C和D是出于电信目的工作在高频（例如700~2700MHz）的RF功率晶体管。在包络域和RF域配置之间，存在共模电压源V_CM，其是ET PA输出的典型均方根值。V_CM的值可以是正和负供应源轨V_H和V_N之和的大约一半或更低的值。在V_CM和共同的结点之间采用一对肖特基二极管（Diode），以提供用于包络跟踪供应源调制的双供应源轨。该操作的原理是，如果瞬时供应源电压大于V_CM值，则第一元件A将向第三元件D提供跟踪供应源。如果瞬时供应源电压等于或低于V_CM，那么第一元件A将被关闭，并且V_CM经由肖特基二极管被供应给第三元件D。在这种情况下，ET供应源的下部将用V_CM值来削波（clip）。而低于V_CM供应源波形的瞬时供应源电压将由下沉路径BC提供，这将对ET PA系统的“波谷”提供一些补偿。然而，第二和第四元件B和C不是一直在工作，当包络供应源波形低于某个阈值时，它将触发它们接通以下沉电流。下沉电流不直接到负电源或地。存在一个更低的电源V_L，其低于ET供应源电压V_H的最小值。V_L被***在C晶体管的源极和负电源V_N之间。存在一个整流器将来自V_L的下沉功率拉出到称为下沉电流回收路径的反馈路径，这能够通过下沉电流操作来避免消耗太多功率。回收电路是用于将RF功率转换成适当DC电平的整流天线整流器电路，所述电平可能适合于被提供给V_H并被再次重用。

RF晶体管C和D可以被匹配到或者线性模式功率放大器（例如A/AB/B类）或者开关模式功率放大器（例如E/F/F^-1/J/P类等），以提升ET PA系统的峰值效率。诸如数字预失真之类的线性化方案也可以为了线性度增强而被添加到第四和第三元件C和D的链中。

图3示出了根据本文中实施例的晶体管A和B加上二极管包络调制方案，其中（a）是线性模式H桥配置并且（b）是开关模式H桥配置。如图3中所示，对于包络域信号处理，晶体管A/B加上二极管调制方案可以提供比单个A和B供应源调制方案更好的供应源调制效率，因为它使用多个供应源轨并在它们之间切换，以引导平均效率适合于高峰均功率比（PAPR）包络放大的概率密度函数（PDF）。为了处理来自高PAPR信号的效率挑战，本实施例通常具有作为V_H和V_CM的两个供应源电压电平，它们能够使电源电压适应以在某种程度上适合所要求的输出功率。当输出电压的幅度低于V_CM时，那么晶体管A将被关闭并且V_CM经由肖特基二极管被供应给晶体管D。当输出电压的幅度高于V_CM时，那么晶体管A被接通，V_H将被供应给晶体管D。更高和更低供应源电压V_H和V_CM由供应源调制电路能够在所定义的总谐波失真（THD）性能的预定义阈值以上操作的所要求最大输出功率和最小供应源电压两者来定义。在两个轨之间切换供应源电压通过减小供应源电压和输出电压之间的差异来最小化需要被消耗的能量的量。更高和更低供应源电压V_CM/V_H之间的比可以被调整成移动峰值效率点以适合平均包络功率并实现最佳效率。以移动峰值效率点来容忍更多回退为目的，V_CM/V_H比可以被设置成更小的值，例如0.5，因此峰值效率点被移动到更低的电压区域。然而，由于实际组件中的各种不理想效应，当将V_CM/V_H比值调谐到更小的值时，在两个峰值效率点之间可能存在峰值效率减弱效应和更深的下降，回退的峰值效率点可能减弱到某种程度，这可能导致总效率偏离理论值。

根据本文中的一些实施例，H桥ET PA可以被实现为全数字解决方案，从系统角度来看，所述全数字解决方案可以被视为数字极性传送器。

图4示出了具有数字H桥ET PA方案400的直接数字到RF转换包络跟踪（DDRFET）系统。输入信号可以是二进制数字信号或具有各种数字调制方案的多电平数字信号。基带数字信号I-Q数据在参考时钟420的同步下在FPGA/ASIC 410中被处理。然后，它以差分模式输出串行数据和时钟。在数字触发器电路DFF 430之后，针对H桥440的两个臂441、442，使数字包络和RF信号被拆分和同步。H桥440输出差分信号并在LPF 450中被低通滤波以滤除谐波分量，从而恢复RF/微波信号的模拟波形。平衡-不平衡变换器（balun）460作为差分到单端转换器来工作，以经由带通重构滤波器480连接天线470和H桥功率放大器系统。

表2示出了码分多址（CDMA）调制的示例，其中示出了各种数字信号调制方案的信号电平、H桥增益降低和峰均功率比（PAPR）。通过控制数字编码方案和数字电平的数量，可以通过选择不同的信号编码格式来实现PAPR和增益降低。从这个角度来看，数字H桥ET PA的优点对于诸如5G及以上之类的先进系统可能更加灵活。

表2

信令格式	生成	调制	电平	增益降低（dB）	Psat/Pavg（dB）
						常规模拟	模拟上混频（upmix）	CDMA	∞	0	8
二进制PWM	数字上混频	“	2	-13.5	13.5
						二进制PDM	直接发起ΔΣ	“	2	-7.9	7.9
三进制PDM	直接发起ΔΣ	“	3	-1.7	6.1
						四进制PDM	直接发起ΔΣ	“	4	-0.6	6.1
五进制PDM	直接发起ΔΣ	“	5	-0.25	6.05

如图4中所示的诸如分别具有3、4、5电平的三进制PDM、四进制PDM、五进制PDM之类的多电平信令具有以下优点：

更少增益降低，因为增益降低对于功率增加效率（PAE）是不利的

很适合非恒定包络调制，因为二进制格式（即恒定包络）不太适合非恒定包络调制

三进制脉冲密度调制（PDM）在性能和系统复杂性之间提供了良好的折衷。

可以参考图5来解释多电平信令的原理，其中示出了多H桥功率放大器布置510连同数字信号处理单元。为了处置多电平信号，功率放大器布置510可以包括级联的多个H桥结构。第一H桥结构包括用于处置信号电平V1-V4的晶体管Q1-Q4，第二H桥结构包括用于处置信号电平V5-V8的晶体管Q5-Q8。两个H桥结构共享负载512。因此，功率放大器布置可以包括多个元件，例如多于四个元件，以形成与第一H桥结构的四个角杆级联的第二H桥结构的四个角杆。

如图5中所示，正交数字信号I和Q在直接数字到RF转换器520中被上变频到载波频率Fc，并且然后在带通Δ-Σ转换器530中被转换成5电平数字信号。5电平数字信号被输入到映射器540以生成8个电压电平，其是级联的多H桥功率放大器510的输入信号。表3示出了多H桥功率放大器510中所有8个晶体管的操作状态。

表3

状态

Q1

Q2

Q3

Q4

Q5

Q6

Q7

Q8

+2

导通

截止

截止

导通

截止

截止

截止

截止

+1

截止

截止

截止

导通

导通

截止

截止

导通

0

截止

截止

截止

截止

截止

截止

导通

导通

-1

截止

截止

截止

截止

截止

导通

导通

截止

-2

截止

导通

导通

截止

截止

截止

截止

截止

总而言之，根据本文中的实施例，H桥功率放大器100、200、410、510的一些优点包括：

ET PA系统的简单性；

在相同的传送器架构下实现模拟或全数字传送器；

使用下沉电流支路以通过控制方案来改进ET PA系统的线性度。H桥结构使下沉电流直接到RF负载，以用于信号校正和进一步效率提高；

当通过断开第一和第二元件A和B并直接使用第二正电源V_CM并缓慢地改变它以实现平均功率跟踪（APT）功能使平均输出功率大大回退时，实现容易ET模式到APT模式变换；以及

通过引入“H”桥下沉电流回收来实现效率提高。

在各种电子电路或设备中都可以采用根据本文中实施例的H桥功率放大器布置100、200、410、510。图6示出了电子电路或设备600的框图。电子电路或设备600包括H桥功率放大器布置100、200、410、510。电子电路或设备600可以是蜂窝通信系统/网络中的传送器或收发器。电子设备600可以包括其它单元，其中示出了存储器620、处理单元630。电子设备600可以是用户设备或移动装置、无线通信装置、用于蜂窝通信系统的无线电基站。

本领域技术人员将理解，根据本文中实施例的H桥功率放大器布置100、200、410、510可以由任何半导体技术来实现。

当使用词语“包括（comprise或comprising）”时，它应被解释为非限制性的，即意味着“至少由……组成”。

本文中的实施例不限于以上描述的优选实施例。可使用各种备选方案、修改和等同物。因此，以上实施例不应被认为是限制本发明的范围，其由所附权利要求书限定。