具体实施方式

图1为本发明实施例中可动态控制最小工作周期(minimum duty)的半桥式升压电路100的示意图。半桥式升压电路100中包括一功率装置10、一驱动输出电路20，以及一控制电路30，可于一输出端N_OUT提供一输出电压V_OUT以驱动一负载(未示出于图1)。

功率装置10包括一上臂开关HSW、一下臂开关LSW、电阻R1和R2，以及电容C_GSH和C_GSL。上臂开关HSW的第一端耦接至一总线电压V_BUS，第二端耦接至输出端N_OUT，而控制端通过电阻R1耦接至驱动输出电路20以接收控制信号VGH。下臂开关LSW的第一端耦接至输出端N_OUT，第二端耦接至接地电压GND，而控制端通过电阻R2耦接至驱动输出电路20以接收控制信号VGL。C_PH代表上臂开关HSW的控制端和第二端之间的寄生电容，而C_PL代表下臂开关LSW的控制端和第二端之间的寄生电容。电容C_GSH并联于上臂开关HSW的寄生电容C_PH，而电容C_GSL并联于下臂开关LSW的寄生电容C_PL，分别用来防止上臂开关HSW和下臂开关LSW的误动作与调整开关速度。

驱动输出电路20包括开关SW1-SW4、电容C1-C2，以及一启动二极管D_BT。启动二极管D_BT的阳极耦接至一直流电压V_DC，而阴极通过电容C1耦接至输出端N_OUT。开关SW1的第一端耦接至启动二极管D_BT的阴极，第二端耦接至功率装置10中的电阻R1，而控制端耦接至控制电路30。开关SW2的第一端耦接至开关SW1的第二端，第二端耦接至输出端N_OUT，而控制端耦接至控制电路30。开关SW3的第一端耦接至直流电压V_DC，第二端耦接至功率装置10中的电阻R2，而控制端耦接至控制电路30。开关SW4的第一端耦接至开关SW3的第二端，第二端耦接至接地电压GND，而控制端耦接至控制电路30。电容C1为启动电容，其第一端通过启动二极管D_BT耦接至直流电压V_DC，而第二端耦接至输出端N_OUT。电容C2的第一端耦接至直流电压V_DC，而第二端耦接至接地电压GND。

控制电路30可依据输出端N_OUT的状态来控制开关SW1-SW4以提供控制信号VGH和VGL，进而选择性地导通或断开上臂开关HSW和下臂开关LSW，使得半桥式升压电路100能交替地在充电周期在放电周期内运作。

在半桥式升压电路100的每一充电周期内，控制电路30会控制驱动输出电路20的开关SW1-SW4以输出具失能电位的控制信号VGH和具使能电位的控制信号VGL，进而断开上臂开关HSW并导通下臂开关LSW。在这种情况下，输出端N_OUT会通过导通的开关SW2被耦接至接地电压GND，而直流电压V_DC会通过正向偏压的启动二极管D_BT来对电容C1充电。换句话说，每一充电周期内电容C1所能储存的能量取决于下臂开关LSW的导通时间。

在半桥式升压电路100的每一放电周期内，控制电路30会控制驱动输出电路20的开关SW1-SW4以输出具使能电位的控制信号VGH和具失能电位的控制信号VGL，进而导通上臂开关HSW并断开下臂开关LSW。在这种情况下，输出端N_OUT会通过导通的上臂开关HSW被耦接至总线电压V_BUS，同时启动二极管D_BT会因反向偏压而断开。此时，电容C1在充电周期内所储存的能量可对上臂开关HSW的寄生电容C_PH充电以将上臂开关HSW维持在导通状态，而总线电压V_BUS可通过导通的上臂开关HSW传送到输出端N_OUT以提供输出电压V_OUT。换句话说，输出电压V_OUT的值取决于每一放电周期内上臂开关HSW的导通时间。

马达运作所需的电压通常为正弦波，因此在马达驱动的应用中，本发明半桥式升压电路100会提供不同频率和峰值的正弦波输出电压V_OUT，让马达内部产生磁场吸引磁铁，进而控制马达速度。如相关领域的技术人员皆知，马达实际转动方向会包括正转与反转，针对不同应用(例如直流马达、交流马达及步进马达等)可通过相对应方式(例如改变输入电压极性、电压线序或信号命令等)来改变马达方向。为了简化说明，下列仅以单一马达转向来作说明，本发明也可以相同概念应用在另一马达转向。

图2示出了本发明半桥式升压电路中相关控制电路30运作的信号图。控制电路30会依据输出电压V_OUT和切换信号V_SW的频率来控制上臂开关HSW和下臂开关LSW的开启时间和断开时间。切换信号V_SW为具固定频率和峰值的脉冲信号，而输出电压V_OUT的频率和峰值相关于半桥式升压电路100的输出功率(在马达驱动的应用中相关于马达转速)。为了确保输出电压V_OUT的波形完整性，切换信号V_SW的频率通常大于输出电压V_OUT的频率至少5倍。为了说明目的，图2所示的输出电压V_OUT其频率逐渐增加，而输出电压V_OUT和切换信号V_SW具有相同峰值。

当切换信号V_SW的电平大于输出电压V_OUT的电平时，控制电路30会控制驱动输出电路20以断开上臂开关HSW并导通下臂开关LSW；当切换信号V_SW的电平小于输出电压V_OUT的电平时，控制电路30会控制驱动输出电路20以导通上臂开关HSW并断开下臂开关LSW。如图2所示，输出电压V_OUT的峰值越大，上臂开关HSW的导通时间越长。反之输出电压V_OUT的峰值越低，下臂开关LSW的导通时间越长。另一方面，输出电压V_OUT的频率越低，上臂开关HSW的导通时间越长，且开关切换次数越多。

为了确保在放电周期时电容C1内存有足够的电荷以将上臂开关HSW维持在导通状态，本发明控制电路30会依据一动态最小工作周期曲线来限制在充电周期时下臂开关LSW的最少导通时间，也就是确保电容C1在充电周期能储存足够能量。更详细地说，若控制信号VGL具使能电位的时间不小于动态最小工作周期曲线的导通时间，则可提供最大化的功率输出。

图3示出了本发明半桥式升压电路100所驱动的马达其运作特性图。横轴为马达转速、左方纵轴为力矩(torque)、右方纵轴为输出功率，TR代表马达的力矩随转速变化的曲线，Po代表马达的输出功率随转速变化的曲线，其中输出功率Po的值约略等于马达转速和力矩的乘积。在转折速度N1之前的区域称为定扭力区(constant torque)，而在转折速度N1之后的区域称为定功率区(constant power)。当马达转速在定扭力区时，力矩TR会维持在一固定值的最大扭力TR_MAX。当马达转速进入定功率区后(也就是马达的速度到达转折速度N1后)，力矩TR的值会随着马达转速增加而减少，而输出功率Po的值会维持在一固定值的最大输出功率P_MAX。转折速度N1的值相关于总线电压V_BUS，总线电压V_BUS越大，转折速度N1越大。

图4示出了本发明半桥式升压电路100的动态控制最小工作周期运作的示意图。横轴为马达转速，左方纵轴为MD值、右方纵轴为输出功率，MD1代表本发明半桥式升压电路100所采用的动态最小工作周期曲线的其中一个实施例，MD2代表现有技术所采用的固定最小工作周期曲线，Po代表以本发明半桥式升压电路100马达来驱动的马达其输出功率随转速变化的曲线，Po’代表以现有技术驱动的马达其输出功率随转速变化的曲线。如图3和图4所示，当本发明半桥式升压电路100应用在马达驱动时，在马达不同运作阶段需要的MD值不同，因此本发明半桥式升压电路100中的控制电路30会采用动态最小工作周期曲线MD1，其中动态最小工作周期曲线MD1的最大值为MD_MAX。

当马达转速小于转折速度N1时，因输出功率尚未到达定功率区的限制，相对应输出电压V_OUT的峰值会小于切换信号V_SW的峰值，因此下臂开关LSW的导通时间较长，电容C1会有足够时间来充电，此时最小工作周期曲线MD1的值可为小于最大值MD_MAX的任意值。当马达转速介于0和N0之间时，最小工作周期曲线MD1对马达输出功率的限制尚未出现效果，此时马达的输出功率Po会随着其转速而增加。当马达转速接近转折速度N1而达到N0时，最小工作周期曲线MD1的值已足以限制马达的输出功率Po，此时马达的输出功率Po会提前达到定功率区的限制，其中N0和N1之间的差距由最小工作周期曲线MD1的设定值来决定。在图4所示的实施例中，当马达转速小于转折速度N1时，最小工作周期曲线MD1的值随着马达转速增加而呈线性增加。在其它实施例中，当马达转速小于转折速度N1时，最小工作周期曲线MD1的值可随着马达转速增加而以多项式、指数、步进方式或其它比例而增加。

当马达转速等于转折速度N1时，其输出功率会到达定功率区的限制，相对应输出电压V_OUT的峰值约等于切换信号V_SW的峰值，因此下臂开关LSW的导通时间会变短。为了避免在较短充电时间下电容C1无法充以足够的电荷来在下个周期导通上臂开关HSW，此时最小工作周期曲线MD1会设为最大值MD_MAX。由于转折速度N1的值相关于总线电压V_BUS的值，一般设计时会在以最低总线电压V_BUS来提供最高输出功率的最严苛条件来决定转折速度N1，再采用最大值MD_MAX以确保下臂开关LSW有足够开启时间，进而使电容C1有足够充电时间。

如前所述，输出电压V_OUT和切换信号V_SW的电平和频率取决于马达转速，当马达转速介于N1和N2之间使得输出电压V_OUT和切换信号V_SW具相同峰值时，当马达转速越高，输出电压V_OUT的频率越大，而下臂开关LSW所需切换的次数越小，此时最小工作周期曲线MD1的值可设成随着马达转速增加而降低。在图4所示的实施例中，当马达转速介于N1和N2之间时，最小工作周期曲线MD1的值随着马达转速增加而呈线性减少。在其它实施例中，当马达转速介于N1和N2之间时，最小工作周期曲线MD1的值可随着马达转速增加而以多项式、指数、步进方式或其它比例而减少。

当马达转速介于0和N1和介于N1和N2之间时，最小工作周期曲线MD1的上升斜率和下降斜率可依据总线电压V_BUS的值、电容C1的值、上/下臂开关的特性、驱动输出电路20的漏电流，及/或PWM切换方式来决定。总线电压V_BUS的值正比于转折速度N1，本发明可依据不同应用下总线电压V_BUS的值来决定最小工作周期曲线MD1曲线。电容C1内可储存的最高容量相关于其摆放位置、环境温度和运作空间，本发明可依据电容C1的储存容量来决定最小工作周期曲线MD1曲线。上/下臂开关在运作时会周期性地对其寄生电容进行充电与放电，本发明可依据不同应用下开关种类与并联电容数量所造成的寄生电容来决定最小工作周期曲线MD1曲线。由于驱动输出电路20的漏电流会消耗电容C1的内存能量，本发明可依据驱动输出电路20的漏电流来决定最小工作周期曲线MD1曲线。在PWM架构下，开关切换次数越高造成的切换损失越大，而不同调变会在峰值产生不同的耗能需求，最直接差异为切换次数，因此本发明可依据PWM切换方式来决定最小工作周期曲线MD1曲线。

当马达转速到达N2时，下臂开关LSW所需切换的次数已经少到能让电容C1所储存的电荷足够满足上臂驱动的需求，此时最小工作周期曲线MD1曲线的值会设至0。

如图4所示，现有技术采用固定值的最小工作周期曲线MD2，在驱动马达时会大幅限制其最大输出功率(如曲线Po’所示)。相较之下，本发明采用动态最小工作周期曲线MD1，其值可依据马达的不同运作阶段来设定，因此可提高马达的最大输出功率(如曲线Po所示)，其中马达输出功率的提升幅度可由曲线Po和Po’之间的斜线区域表示。

在本发明实施例中，上臂开关HSW、下臂开关LSW，和开关SW1-SW4可为金属氧化物半导体场效晶体管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor,MOSFET)、双极性接面型晶体管(bipolar junction transistor,BJT)，或其它具类似功能的组件。对N型晶体管来说，使能电位为高电位，而失能电位为低电位；对P型晶体管来说，使能电位为低电位，而失能电位为高电位。然而，上述开关的种类并不限定本发明的范畴。

综上所述，本发明半桥式升压电路会采用动态最小工作周期曲线来限制下臂开关的最少导通时间，以确保启动电容内存有足够的电荷以导通上臂开关。此外，依据负载的不同运作阶段，本发明可动态地设定最小工作周期曲线的值，以有效提高负载的最大输出功率。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。