具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

本文中术语“和/或”，仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。

本申请实施例的说明书和权利要求书中的术语“第一”和“第二”等是用于区别不同的对象，而不是用于描述对象的特定顺序。例如，第一目标对象和第二目标对象等是用于区别不同的目标对象，而不是用于描述目标对象的特定顺序。

在本申请实施例中，“示例性的”或者“例如”等词用于表示作例子、例证或说明。本申请实施例中被描述为“示例性的”或者“例如”的任何实施例或设计方案不应被解释为比其它实施例或设计方案更优选或更具优势。确切而言，使用“示例性的”或者“例如”等词旨在以具体方式呈现相关概念。

在本申请实施例的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是指两个或两个以上。例如，多个处理单元是指两个或两个以上的处理单元；多个系统是指两个或两个以上的系统。

为了使本领域人员更好地理解本申请实施例中的技术方案，首先对已有技术进行介绍。

如图2所示为已有技术中的一种Outphasing结构的示意图。参照图2，具体的，图2为基于希莱克斯(Chireix)合成器的Outphasing结构。下面结合图2对Ouphasing技术的原理进行简单介绍：

当输入信号为一个既包含幅度调制又包含相位调制的信号时，通过信号分离器(signal component separator，SCS)将这个信号分成两路恒包络的调相信号。输入原始信号的幅度信息蕴含在两路分离后的信号的相位信息中。

将两路恒包络的信号通过两个PA进行放大。由于信号的幅度恒定，可以使用高效率的非线性功率的PA对其进行放大而不会产生失真，既保证了信号的线性度，又使用了高效率的PA。

最后，将放大后的两路调相信号进行合成，恢复出原始的调幅调相信号。

原始信号的获得收到两支路信号相位差的影响。由于两路信号的相位不同，合成将是异相合成，即Outphasing合成，这使得两路PA的负载为受信号相位影响的动态负载。

从以上的叙述可知，异相放大这一概念的核心是调幅调相信号转化为两路恒包络信号，用高效率非线性PA放大之，并通过合成两路信号来恢复原始信号。过程如图2所示。

其中包括：将输入信号S_in(t)分离为两路信号S₁(t)和S₂(t)，具体的，

其中，A(t)为调幅信号，为调相信号，ω为载波频率。

分离后的两路信号S₁(t)和S₂(t)表示为：

其中，A₀＝max(abs(A(t)))，θ(t)＝arccos(0.5*A(t)/A₀)，由上述公式可知，两路信号S₁(t)和S₂(t)之间的相位差为2θ(t)。

随后，S₁(t)和S₂(t)分别经两路PA放大后，再经过合成器合成输出信号S_out(t)，具体的，

其中，G_PA为PA的增益值。

也就是说，S₁(t)和S₂(t)经高效率的开关类功率放大器(例如Class-D、Class-E等)放大，并在放大器的输出端将两路信号合成，以还原出原始信号，而不会带来线性度的损失，理论效率为100％。传统Outphasing技术的输出合成网络通常采用高隔离度的LINC和低隔离度的Chireix，本文仅以Chireix合成网络进行说明，具体的，参照图2，Chireix合成网络包括容性阻抗jB_comp以及感性阻抗-jB_comp，Chireix合成网络利用两路PA之间的负载调制效应，以获得更好的效率特性，同时牺牲PA的线性度。进一步地，Chireix合成网络采用了λ/4传输线，难以实现宽频率范围的覆盖的同时还能满足Outphasing高效率特性。

如图3所示为示例性示出的一种宽带Outphasing系统，参照图3，该方案对传统包信号分离器、两路放大器以及合成网络，其中，该系统对Chireix合成网络进行了改进，Chireix合成网络包括可调的电容(jB_U)和电感(-jB_L)、以及传输线(Z₁、Z₂)，该Chireix合成网络将补偿网络设计成电压可调的电容(jB_U)和电感(-jB_L)，以实现不同频率可调，同时在不同频率点相对应的补偿网络可提高回退区的效率。其中，可调电容和可调电感的实现方案如图4所示，其中，核心器件为变容二极管。

该方案通过可变电容和可变电感实现对补偿网络的调节，将原本无源的Chireix合成器(即图2中的Chireix合成网络)变成有源的器件，增加了输出网络的复杂度，相应的，该方案还需要新增控制电压产生电路，从而增加了整体发射机的复杂度。由于变容二极管加在输出网络，导致Outphasing PA的输出功率受限于变容二极管的耐压能力，而不是功率管本身，从而限制了该方案在高功率场景下的可行性。

如图5所示为示例性示出的另一种宽带Outphasing系统，参照图5，该方案改进了传统Chireix的结构，利用变压器的带宽特性，替换λ/4传输线，拟实现宽带Chireix合成网络，尽管在>10dB回退区存在效率提升效果，但是受限于补偿网络Lθc和Cθc的谐振频率，最终可工作的频率范围为2.1～2.4GHz，相对带宽小于15％。

针对上述问题，本申请提出一种Outphasing系统，利用90°定向耦合器的相位特性，在其隔离端口上连接容性或感性阻抗，以在90°定向耦合器的两个输入端分别等效为感性器件和容性器件，以实现传统Outphasing系统的功能，从而提升回退区的效率。此外，本申请还利用90°定向耦合器的宽带特性，在其隔离端口上连接容性和感性阻抗组成的宽频带阻抗匹配网络，以在实现5dB回退区的频率提升的同时，实现宽带特性。

如图6所示为本申请实施例中的信号处理系统的结构示意图，参照图6，具体的，信号处理器系统100包括但不限于：异相放大器110和合成匹配网络120。可选地，信号处理系统100还包括信号分离器，其作用可参照图2中的描述，此处不赘述。

示例性的，异相放大器110包括两路功率放大器，分别为功率放大器111和功率放大器112，用于对输入信号进行放大处理，并输出两路放大后的信号，即S₁(t)和S₂(t)，异相放大器的具体结构和实现原理可参照上文，此处不赘述。

仍参照图6，本申请中的合成网络120包括90°定向耦合器121以及宽频带阻抗网络122。

具体的，90°定向耦合器121是一个四端口器件，如图7所示为90°定向耦合器的结构示意图，包括端口1、端口2、端口3和端口4。在本申请中，端口1和端口2为输入端口，用于连接异相放大器110，例如，端口1连接功率放大器111，端口2连接功率放大器112。仍参照图7，端口1和端口3、端口2和端口4可看成直通和耦合的两根传输线，线间通过一定的耦合机理，包括：小孔耦合、分支耦合、平行耦合和匹配双T等进行能量交互，当信号从端口1和端口2输入后，端口3作为输出端口会有能量输出，示例性的，在本申请中，端口4为隔离(Isolation，ISO)端口。

具体的，90°定向耦合器的器件要求输入信号的相位差为90°，即，S₁(t)与S₂(t)的相位差为90°。在本申请中，经过异相放大器处理后的两路信号可以表示为：

也就是说，分离后的两路信号S₁(t)与S₂(t)的相位差为90°。

具体的，为使两路信号的相位差为90°，示例性的，可以在两路放大器之前对分离后的两路信号的相位进行处理，以使其满足相位差为90°的需求。示例性的，也可以在两路放大器对两路信号放大之后，在输入90°定向耦合器之前，对两路信号的相位进行处理，本申请不做限定。

结合图7，在本申请中，90°定向耦合器121的端口1可接收功率放大器111输出的信号S₁(t)，端口2可接收功率放大器112输出的信号S₂(t)，90°定向耦合器121对两路信号进行合成，得到输出信号S_out(t)，并通过输出端口，例如图7中的端口3输出。可选地，输出端口通过负载接地。

继续参照图6，在本申请中，90°定向耦合器121的隔离端口连接宽频带阻抗匹配电路120。一个示例中，宽频带阻抗匹配网络可以为容性阻抗，或称为容性阻抗网络，示例性的，可以包括一个或多个容性器件，示例性的，可以包括一个或多个电容器，例如，如图8所示，其中，宽频带阻抗匹配网络122为容性阻抗。另一个示例中，宽频带阻抗匹配网络可以为感性阻抗，或称为感性阻抗电路，示例性的，可以包括一个或多个感性器件，示例性的，可以包括一个或多个电感器，例如，如图9所示，其中，宽频带阻抗匹配网络122为感性阻抗。

具体的，在本申请中，宽频带阻抗匹配电路120包括容性阻抗或感性阻抗的情况下，将该种宽频带阻抗匹配电路端接于90°定向耦合器121的隔离端口，基于90°定向耦合器121的宽带特性，其效果相当于在90°定向耦合器121的两个输入端，即图7中的端口1和端口2提供可调的等效阻抗，示例性的，可以在两个输入端等效为电感(-jB_comp)和电容(jB_comp)，等效图如图10所示，等效后的容性阻抗和感性阻抗可以称为电容电感(LC)补偿网络。

其中，如上文所述，根据90°定向耦合器121的输入相位差为90°的特性，由下述公式可得出：等效后的LC补偿网络的等效补偿相位等于45°。

其中，η为峰值效率，θ_C(等效补偿相位)为45°，θ为两路信号的相位差。也就是说，本申请可以实现传统Chireix结构中的LC补偿网络(即图2所示的系统)的功能效果，即某一个频率点，例如14GHz，能够使等效后的阻抗值达到最优。

如图11所示为对应于图8或图9的阻抗变化趋势图，显示了两路阻抗随相位的变化情况。由于本实施例中的Outphasing系统等效于图2中的传统基于Chireix合成器的Outphasing系统，参照图11，等效后的阻抗曲线在Smith圆图上包括上/下半圆，分别表示正/负电抗的阻抗曲线。

一个示例中，若宽频带阻抗匹配网络为容性阻抗，即如图8所示，参照图11，则0°的输入等效阻抗在Smith圆的下半圆，90°的输入等效阻抗在Smith圆的上半圆。

另一个示例中，若宽频带阻抗匹配网络为感性阻抗，即如图9所示，参照图11，则0°的输入等效阻抗在Smith圆的上半圆，90°的输入等效阻抗在Smith圆的下半圆。

由图11可看出，当等效补偿相位θ_C等于45°时，正电抗和负电抗的阻抗曲线交于一点，即虚部为0，实部相等。

如图12所示为系统的输出信号的效率仿真结果，参照图12，该仿真结果为基于理想电压源进行仿真，扫描两路信号的相位差所得。其中，横轴为归一化后的相对输出功率(单位为dB)，纵轴为输出效率。由图可知，在5dB回退处，系统的输出信号的效率仍然为最高值，即与最高输出功率处对应的效率值基本一致，因此，本申请中的信号处理系统可以获得5dB回退区效率的提升。

如图13所示为本申请实施例中的信号处理系统的结构示意图，参照图13，具体的，信号处理器系统200包括但不限于：异相放大器210和合成匹配网络220。

异相放大器120的相关描述可参照上文中的异相放大器110，此处不赘述。

下面对合成匹配网络220进行详细说明：

具体的，合成匹配网络220包括但不限于90°定向耦合器221与宽频带阻抗匹配网络222。其中，90°定向耦合器221的相关概念可参照上文中的90°定向耦合器121，此处不赘述。

具体的，在图6所示的Outphasing系统的基础上，本申请可利用90°定向耦合器221的宽带特性，在其隔离端口端接带通阻抗匹配网络，也可以称为带通滤波器网络，可在90°定向耦合器211的两个输入端口提供可调的等效阻抗，示例性的，可在两个输入端口分别等效出容性阻抗和感性阻抗，并可根据等效后的容性阻抗和感性阻抗的阻抗值，调整匹配网络的结构，从而实现Outphasing系统的宽带特性。

示例性的，在本实施例中，宽频带阻抗匹配网络222包括至少一个电感阻抗和至少一个电容阻抗，一个示例中，至少一个电感阻抗和至少一个电容阻抗串联；另一个示例性中，至少一个电感阻抗和至少一个电容阻抗并联；又一个示例中，宽频带阻抗匹配网络222包括串联和并联的至少一个电感阻抗和至少一个电容阻抗。示例性的，在本申请中，至少一个电感阻抗和至少一个电容阻抗构成带通阻抗匹配网络。

一个示例中，如图14所示为示意性示出的一种带通阻抗匹配网络的示意图。参照图14，带通阻抗匹配网络包括并联的电感阻抗L1、电容阻抗C1和电容阻抗C3，以及串联的电容阻抗C2和电感阻抗L3。

如图15所示为基于图14的带通阻抗匹配网络的Outphasing系统的不同频率范围内的效率仿真结果，该仿真结果为基于理想电压源进行仿真，扫描两路信号的相位差所得。参照图15，该图为1.3GHz～2.5GHz频率范围内的效率仿真结果图。其中，图中从左到右分别以：1.3GHz、1.4GHz、1.5GHz、1.6GHz、1.7GHz、1.8GHz、1.9GHz、2.0GHz、2.1GHz、2.2GHz、2.3GHz、2.4GHz、2.5GHz为例进行说明，其中，图15中的横轴为归一化后的相对输出功率(单位为dB)，纵轴为输出效率。由图可知，在1.3GHz～2.5GHz频率覆盖范围内，在5dB回退处的效率值与最高输出功率处对应的效率值基本一致，即，对于1.2GHz带宽的信号，相对带宽为70％，经基于图14的带通阻抗匹配网络的Outphasing系统处理后，可实现5dB回退效率。也就是说，本申请在实现5dB回退区的同时，还能够实现相对带宽70％的宽带特性。

另一个示例中，如图16所示为示意性示出的另一种带通阻抗匹配网络的示意图。参照图16，带通阻抗匹配网络包括并联的电感阻抗L2、电容阻抗C5、电容阻抗C6和电感阻抗L3，以及，串联的电感阻抗L1和电容阻抗C4。

如图17所示为基于图16的带通阻抗匹配网络的Outphasing系统的不同频率范围内的效率仿真结果，该仿真结果为基于理想电压源进行仿真，扫描两路信号的相位差所得。参照图17，该图为1.5GHz～3.5GHz频率范围内的效率仿真结果图。其中，图中从左到右分别以：1.5GHz、1.7GHz、1.9GHz、2.1GHz、2.3GHz、2.5GHz、2.7GHz、2.9GHz、3.1GHz、3.3GHz、3.5GHz为例进行说明，其中，图17中的横轴为归一化后的相对输出功率(单位为dB)，纵轴为输出效率。由图可知，在1.5GHz～3.5GHz频率覆盖范围内，在5dB回退处的效率值与最高输出功率处对应的效率值基本一致，即，对于2.0GHz带宽的信号，经基于图16的带通阻抗匹配网络的Outphasing系统处理后，可实现5dB回退效率。也就是说，本申请在实现5dB回退区的同时，还能够实现相对带宽为80％的宽带特性。

需要说明的是，基于不同的带通阻抗匹配网络，Outphasing系统的覆盖频率，即相对带宽相同或不同。

本申请中的带通阻抗匹配网络的设计原理主要是使带通阻抗匹配网络的阻抗不随信号的频率而变化，下面对设计原理进行详细说明，以图16所示的带通阻抗匹配网络为例，参照图18，具体的：

1)配置阻抗匹配网络1。

具体的，参照图18，阻抗匹配网络1包括并联LC网络，即，电感阻抗L2与电容阻抗C5并联，在配置该LC网络时，选择其谐振点位于所需带宽的中心频率处。例如，在本实施例中，如上文所述，覆盖频率为1.5GHz～3.5GHz，则该LC的谐振频率等于2.5GHz。如图19a～19c所示为阻抗变化趋势图，可以看作是在90°定向耦合器等效出的LC网络的阻抗变化趋势，其显示了匹配网络变换后的等效出的阻抗的变化情况。具体的，阻抗匹配网络1对应的等效阻抗值在Smith圆图上如图19a中的曲线所示。

2)配置阻抗匹配网络2。

具体的，参照图18，阻抗匹配网络2包括串联LC网络，即，电感阻抗L1与电容阻抗C4串联。在配置该LC网络时，选择其谐振频率远大于所需覆盖的频率1.5GHz～3.5GHz，例如，3*3.5GHz，其目的是可将阻抗值，即如图19a中的曲线进行搬移，使其在Smith圆图上沿阻抗圆逆时针旋转并减小其弧度，也就是说，加入阻抗匹配网络2后，使等效的阻抗值搬移到预定的阻抗值附近，示例性的，预定的阻抗值可以为-j*50Ω，加入阻抗匹配网络2后，例如可以将图19a中的曲线向-j*50Ω搬移，到达-j*35Ω附近。其中，阻抗曲线的弧度减小，可以理解为等效后的阻抗随信号频率变化的波动减小，即，信号的频率在变化过程中，等效后的阻抗值的波动较小，如图19b所示。

3)配置阻抗匹配网络3。

具体的，参照图18，阻抗匹配网络3包括并联LC网络，即，电感阻抗L3与电容阻抗C6并联。在配置该LC网络时，选择其谐振频率位于所需覆盖频率范围1.5GHz～3.5GHz内，例如，2.5GHz，以进一步减小图19b中的曲线的弧度，也就是说，进一步减小阻抗波动，可以理解为，信号的频率变化过程中，等效后的阻抗的波动范围较之图19b中更小，也就是说，本申请的目的是达到等效后的阻抗不随信号的频率变化而变换(或波动)，或者是，等效后的阻抗随信号的频率变化的波动仅在一个较小的范围内，例如在-j*50Ω±5Ω范围内波动，如图19c所示。需要说明的是，图19a～图19c中的史密斯圆图均为简化图，可参照图11中的史密斯圆图。

基于相同的技术构思，本申请实施例还提供了一种信号处理装置，用于执行上述方法实施例。

基于相同的技术构思，本申请实施例还提供了一种芯片，该芯片包括处理器、收发管脚。其中，该收发管脚、和该处理器通过内部连接通路互相通信，该处理器用于上述方法实施例，以控制接收管脚接收信号，以控制发送管脚发送信号。

基于相同的技术构思，本申请实施例还提供了一种计算机可读介质，用于存储计算机程序，该计算机程序包括用于执行上述方法实施例中的指令。

基于相同的技术构思，本申请实施例还提供了一种计算机程序，该计算机程序包括用于执行上述方法实施例中的指令。

基于相同的技术构思，本申请实施例还提供了一种信号处理系统，可包括本申请中所述的装置。

上面结合附图对本申请的实施例进行了描述，但是本申请并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本申请的启示下，在不脱离本申请宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，均属于本申请的保护之内。