阅读说明：本技术 一种变磁通永磁电机充磁状态闭环控制方法和系统 (Closed-loop control method and system for magnetizing state of variable flux permanent magnet motor ) 是由 陈俊桦 曲荣海 于 2020-06-11 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种变磁通永磁电机充磁状态闭环控制方法和系统,属于变磁通永磁电机驱动控制领域。首先,检测d轴电流反馈值并利用电流磁链曲线获取d轴电枢磁链,并结合前一控制周期的d轴电枢磁链计算d轴电枢磁链的变化以获取感应电压Udi；再基于感应电压与充磁状态间的关系曲线,利用所述感应电压Udi获得充磁状态估计值Φest；然后,将充磁状态指令Φcmd与所述充磁状态估计值Φest进行误差比较后,经逻辑判断生成d轴电流指令差值,进而更新d轴电流指令Id*,用于进行电流闭环控制。本发明基于d轴电流在充退磁过程中产生的感应电压变化进行充磁状态估计,并引入电压解耦合器,使得变磁通永磁电机静止和旋转状态下均能达到电机充磁状态的精确控制。(The invention discloses a closed-loop control method and a closed-loop control system for the magnetizing state of a variable flux permanent magnet motor, and belongs to the field of variable flux permanent magnet motor drive control. Firstly, detecting a d-axis current feedback value, acquiring a d-axis armature flux linkage by using a current flux linkage curve, and calculating the change of the d-axis armature flux linkage by combining the d-axis armature flux linkage of the previous control period to acquire an induced voltage Udi; based on a relation curve between the induced voltage and the magnetizing state, obtaining a magnetizing state estimated value phi est by utilizing the induced voltage Udi; and then, after error comparison is carried out on the magnetizing state command phi cmd and the magnetizing state estimated value phi est, a d-axis current command difference value is generated through logic judgment, and then the d-axis current command Id is updated and used for carrying out current closed-loop control. The invention estimates the magnetizing state based on the induced voltage change generated by d-axis current in the magnetizing and demagnetizing processes, and introduces the voltage decoupling device, so that the magnetizing state of the variable flux permanent magnet motor can be accurately controlled in the static and rotating states.)

一种变磁通永磁电机充磁状态闭环控制方法和系统

技术领域

本发明属于变磁通永磁电机驱动控制领域，更具体地，涉及一种变磁通永磁电机充磁状态闭环控制方法和系统。

背景技术

变磁通永磁电机是用于提升传统永磁电机在调速驱动应用领域的综合效率。传统永磁电机采用高矫顽力永磁体，电机充磁状态在永磁体充磁完成后即不可改变。传统永磁电机运行在高速区间时，面临电机端电压超过直流母线电压情况，因此需要在电机旋转坐标系d轴上持续注入弱磁电流，以抵消随转速增大的反电势电压，即弱磁控制。

传统永磁电机的弱磁控制中，由于持续的弱磁电流存在，弱磁电流引入额外的铜耗，降低高速运行效率。弱磁电流增大电流与电压相位差，从而降低电机功率因数。在宽调速范围应用中，如最高转速与额定转速比大于4：1，弱磁控制将更为显著降低电机的效率。

变磁通永磁电机的特点在于，电机采用了低矫顽力永磁体，或者采用低矫顽力永磁体与高矫顽力永磁体混合配置。低矫顽力永磁体在电机中充当可变磁体，由于这类永磁体的矫顽力较低，通过适当加载电机电枢磁场即可完成充退磁操作。通过对变磁通永磁电机的充退磁操作，达到改变气隙磁场强度的目的，进而改变电机的空载永磁磁链，即变磁通永磁电机的充磁程度。

变磁通永磁电机的运行特性在于，在低速区间对电机进行充磁操作，使电机运行在高充磁状态，提高电机电压；在高速区间对电机进行退磁操作，使电机运行在低充磁状态，降低电机电压，消除持续的弱磁电流，减少损耗并以此提升电机效率。通过对变磁通永磁电机的充磁状态控制，实现宽速度范围内的高效率运行。

变磁通永磁电机的充磁状态控制通过d轴脉冲电流实现，可通过充磁状态闭环控制来提升充磁状态控制精度。充磁状态闭环控制体现在，在充退磁过程中，通过检测、估计和观测等方法，实时辨别当前电机所处的充磁状态，并与充退磁状态指令给定进行比较，生成适宜的d轴充退磁电流指令值。

充磁状态闭环控制的关键在于，控制器需要准确获取当前的充磁状态。文献1中采用dq轴指令电压Ud*和Uq*、dq轴电流Id和Iq、电机电磁同步转速w1来计算当前充磁状态。该方法是基于电机稳态数学模型而推出。这种方法的局限性在于，计算过程中涉及了速度的倒数，因此该方法在零速下的充退磁控制失效。

文献2中采用基于观测器的原理进行充磁程度的观测。观测器方法存在收敛速度的问题，当充退磁速度接近观测器收敛速度时，由观测器获得的充磁状态将无法有效跟踪实际电机的充磁状态，造成观测以及充磁状态控制的误差。

此外，文献1和文献2中采用的观测方法是基于电机反电势而开发，因此当电机运行于低转速区间，受限于较低的反电势和电力电子逆变器死区效应的影响，充磁状态观测精度显著降低。

文献1：中国发明专利201410075969

文献2：论文DOI：10.1109/TIA.2018.2810804

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种变磁通永磁电机充磁状态闭环控制方法和系统，旨在使得变磁通永磁电机静止和旋转状态下均能达到电机充磁状态的精确控制。

为实现上述目的，本发明一方面提供了一种变磁通永磁电机充磁状态闭环控制方法，包括以下步骤：

检测d轴电流反馈值并利用电流磁链曲线获取d轴电枢磁链，并结合前一控制周期的d轴电枢磁链计算d轴电枢磁链的变化以获取感应电压Udi；

基于感应电压与充磁状态间的关系曲线，利用所述感应电压Udi获得充磁状态估计值Φest；

将充磁状态指令Φcmd与所述充磁状态估计值Φest进行误差比较后，经逻辑判断生成d轴电流指令差值，进而更新d轴电流指令Id*，用于进行电流闭环控制。

进一步地，该方法还包括

根据所述d轴电枢磁链与转速的乘积获取q轴旋转耦合电压，并将q轴电流指令设置为零；

以所述q轴电流指令和更新后的d轴电流指令Id*为输入，同时所述感应电压Udi和q轴旋转耦合电压作为前馈补偿，实现电流闭环控制。

本发明的另一方面还提供了一种变磁通永磁电机充磁状态闭环控制系统，包括充磁状态控制器和电流闭环控制器；其中，所述电流闭环控制器用于充退磁过程中的电流闭环控制，所述充磁状态控制器包括

充磁状态估计器，用于检测d轴电流反馈值并利用电流磁链曲线获取d轴电枢磁链，再结合前一控制周期的d轴电枢磁链计算d轴电枢磁链的变化以获取感应电压Udi；然后基于感应电压与充磁状态间的关系曲线，利用所述感应电压Udi获得充磁状态估计值Φest；

变磁通永磁电机闭环控制器，用于将充磁状态指令Φcmd与所述充磁状态估计值Φest进行比较后，经逻辑判断器生成d轴电流指令差值，进而更新d轴电流指令Id*，用于进行电流闭环控制。

进一步地，所述充磁状态控制器还包括

电压解耦合器，用于生成q轴电流指令，并从dq轴电压中分离出感应电压和旋转耦合电压作为电流控制前馈补偿电压。

进一步地，所述电压解耦合器将q轴电流指令设置为零，并根据所述d轴电枢磁链与转速的乘积获取q轴旋转耦合电压。

进一步地，所述电流闭环控制器以所述q轴电流指令和更新后的d轴电流指令Id*为输入，所述感应电压Udi和q轴旋转耦合电压作为前馈补偿，实现电流闭环控制。

进一步地，将充磁状态指令Φcmd与所述充磁状态估计值Φest进行比较得到误差Φdiff，通过逻辑判断器输出d轴电流指令差值Did*，然后附加在所述d轴电流反馈值Id上形成所述d轴电流指令Id*；

其中，所述逻辑判断器的逻辑为：

如果所述误差Φdiff大于或等于零，则DId*＝Idf；Idf为充退磁过程电流步进精度；

如果所述误差Φdiff小于零，则DId*＝-Id，从而清零充退磁电流指令。

通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得下列有益效果：

(1)本发明利用充退磁过程中电机饱和效应引起的参数非线性特性，基于d轴电流在充退磁过程中产生的感应电压变化，以此为依据进行充磁状态估计，无需额外信号注入，降低系统配置难度；而且，由于该方法计算过程中无需转速信号，因此该方法可以应用于低速以及零速状态，扩展充磁状态估计的应用转速区间。

(2)本发明引入电压解耦合器，将q轴电流指令设置为零，并计算生成电流闭环控制中的dq轴电压补偿指令，从而提高了本发明中充磁状态估计方法精度，降低了由于q轴电流引入的交叉饱和影响。

附图说明

图1是本发明实施例中变磁通永磁电机充磁状态闭环控制系统示意图；

图2是本发明实施例中变磁通永磁电机充磁状态闭环控制系统中的充磁状态控制器结构示意图；

图3是本发明实施例中充磁电流与d轴磁链的关系曲线；

图4是本发明实施例中感应电压与充磁状态估计值的关系曲线；

图5是本发明实施例中电流闭环控制器结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明实施例一方面提供了一种变磁通永磁电机充磁状态闭环控制方法，包括以下步骤：

检测d轴电流反馈值并利用电流磁链曲线获取d轴电枢磁链，并结合前一控制周期的d轴电枢磁链计算d轴电枢磁链的变化以获取感应电压Udi；

基于感应电压与充磁状态间的关系曲线，利用所述感应电压Udi获得充磁状态估计值Φest；

将充磁状态指令Φcmd与所述充磁状态估计值Φest进行误差比较后，经逻辑判断生成d轴电流指令差值，进而更新d轴电流指令Id*，用于进行电流闭环控制。

进一步地，该方法还包括

根据所述d轴电枢磁链与转速的乘积获取q轴旋转耦合电压，并将q轴电流指令设置为零；

以所述q轴电流指令和更新后的d轴电流指令Id*为输入，同时所述感应电压Udi和q轴旋转耦合电压作为前馈补偿，实现电流闭环控制。

另一方面，本发明实施例还提供了一种变磁通永磁电机充磁状态闭环控制系统，如图1，为变磁通永磁电机处于充退磁操作时的系统图。

图中，变磁通永磁电机109由三相半桥电力电子逆变电路105驱动，三相逆变电路105由直流电源106提供能量。变磁通永磁电机109的轴上安装有位置检测部110，速度计算部111根据检测的转子位置θ，通过计算获得电机的电磁同步转速w1。变磁通永磁电机的三相出线上安装有电流传感器108，采集电机的相电流Iu和Iv。通过第一坐标变换部107计算得到同步旋转坐标系下的dq轴电流Id和Iq。

充磁状态控制器101的输入量是充磁状态的指令值Φcmd、电机同步转速w1，电机d轴电流反馈值Id。充磁状态控制器101执行充磁状态闭环控制算法，依据输入量，生成dq轴电流的指令Id*、Iq*；同时，充磁状态控制器101还可生成dq轴电流控制器中的dq轴补偿电压Udff*、Uqff*，用于辅助电流控制部102控制dq轴电流。

电流控制部102实现变磁通永磁电机109的dq轴电流闭环控制，根据充磁状态控制器101生成的dq轴电流指令Id*、Iq*、反馈电流Id、Iq、dq轴电压补偿Udff*、Uqff*，调节生成dq轴电压指令Ud*和Uq*。

第二坐标变换部103将dq轴电压指令Ud*和Uq*转换至三相电压指令Uu*、Uv*和Uw*。PWM控制部104根据三相电压指令Uu*、Uv*和Uw*，调制产生三相半桥逆变电路105的桥臂开关信号，用于驱动电机。

图2是充磁状态控制器101的实现框图。充磁状态指令Φcmd与充磁状态估计器201所估计充磁状态结果Φest进行比较得到误差Φdiff，通过逻辑判断器209输出d轴电流指令差值Did*，然后附加在d轴电流反馈值Id上形成d轴电流指令Id*。这部分操作由变磁通永磁电机闭环控制器完成。

逻辑判断器209的逻辑为：

如果Φdiff大于或等于零，则DId*＝Idf；Idf为充退磁过程电流步进精度；

如果Φdiff小于零，则DId*＝-Id；用于清零充退磁电流指令。

充磁状态估计器201以d轴电流反馈值Id为输入，通过图3中所示电流磁链曲线203获取当前d轴电流反馈值所对应的d轴电枢磁链Φdd。Φdd输入至零阶保持器204进行存储，以便计算d轴电枢磁链在连续控制周期的差值。差分器205的计算方法见式(1)：

Udi＝(Φdd-Φdd0)/T…(1)

式中Φdd0为零阶保持器204记录的上一控制周期的d轴电枢磁链，T为控制周期。磁链的差分为感应电压项，因此Udi为充退磁过程中d轴上的感应电压。

充磁状态曲线206如图4中所示，充退磁过程中由于材料饱和效应，不同充磁状态时刻所对应的Udi不同。因此，通过Udi进行充磁状态的反推，获得充磁状态估计值Φest。

电压解耦合器202中，将q轴电流指令Iq*设置为常数0，目的在于消除由于q轴电流引入的d轴旋转电压，同时消除q轴电流引入的交叉饱和效应。此外，电压解耦合器202输出dq轴电压补偿项Udff*和Uqff*。Udff*为d轴感应电压，因此等于Udi。Uqff*为q轴旋转耦合电压，计算方法如式(2)所示：

Uqff*＝w1*Φdd…(2)

图5为电流控制部102示意框图，考虑到变磁通永磁电机dq轴数学模型如式(3)和式(4)所示：

Ud*＝Ra*Id+dΦdd/dt-w1*Φqq…(3)

Uq*＝Ra*Iq+dΦqq/dt+w1*Φdd…(4)

式中Φqq为q轴总磁链。dΦdd/dt为d轴感应电压，即为Udi。由电压解耦合器202作用，q轴电流控制为零，故Φqq及其导数dΦqq/dt为零。

结合电压解耦合器202所生成电压补偿，变磁通永磁电机数学模型变换为式(5)和式(6)所示：

Ud*＝Ra*Id+Udff*…(5)

Uq*＝Ra*Iq+Uqff*…(6)

电流控制部102分别对dq轴电流进行闭环控制。以d轴电流为例介绍。电压补偿项Ra*Id和Udff*附加在PI调节器301输出端，构成d轴电压指令Ud*。理想情况，d轴电压指令Ud*等于上述两项补偿电压和。PI调节器301的作用在于，由于电流采样误差导致采样Id与实际Id存在偏差，可通过PI调节器进行调整。

如上述所述方式，q轴电流采用相同方式进行控制。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。