阅读说明：本技术 一种基于永磁同步电机模型的电压前馈控制方法及装置 (Voltage feedforward control method and device based on permanent magnet synchronous motor model ) 是由 王磊 肖磊 潘巍 于 2020-05-25 设计创作，主要内容包括：本发明实施例涉及一种基于永磁同步电机模型的电压前馈控制方法及装置,用于提高交流伺服驱动控制系统电流环响应速度。该种电流前馈结构可以实现电流前馈指令的独立计算,不受到外界扰动的影响,充分考虑了控制系统永磁同步电机模型,提高了控制系统电流前馈指令的精度,该种新型电流前馈系统相比于传统的基于低通滤波的电流前馈系统具有更好的电流指令跟踪能力,消除了低通滤波前馈对电流指令滤波造成的失真,该方法有效提高了控制系统的电流响应跟踪能力。(The embodiment of the invention relates to a voltage feedforward control method and device based on a permanent magnet synchronous motor model, which are used for improving the current loop response speed of an alternating current servo drive control system. The current feedforward structure can realize independent calculation of the current feedforward instruction, is not influenced by external disturbance, fully considers a permanent magnet synchronous motor model of a control system, improves the precision of the current feedforward instruction of the control system, has better current instruction tracking capability compared with the traditional current feedforward system based on low-pass filtering, eliminates distortion caused by low-pass filtering feedforward to current instruction filtering, and effectively improves the current response tracking capability of the control system.)

一种基于永磁同步电机模型的电压前馈控制方法及装置

技术领域

本发明主要是针对永磁同步电机的控制过程，是一种基于永磁同步电机模型的电压前馈控制方法及装置，该方法及装置可以有效消除传统低通滤波对电流前馈指令造成的失真问题，提高控制系统电流环响应速度。

背景技术

传统的电流前馈指令系统为保证电流前馈指令输入的平滑稳定，对电流前馈指令进行低通滤波计算，上位机输入电流指令i_ref，经过计算处理得到电流环加速度指令a_ref，经过低通滤波环节，得到加速度前馈指令a_f，再根据永磁同步电机转动惯量J_m以及电机力矩系数K_AT得到前馈电流值i_f，最终计算得到前馈电压值U_f，传统前馈结构图如下图1所示。

从图1中我们可以看出传统前馈的计算过程，其中低通滤波模块的低通滤波系数K如式(1)所示：

式中：τ为低通滤波时间常。

由此得到加速度前馈指令a_f如式(2)所示：

a_f＝Ka_ref。 (2)

对公式(2)进行离散化得到式(3)：

式中：τ为滤波时间常数；T_s为控制系统控制周期时间常数；K为低通滤波系数。

由此得到离散化的加速度前馈指令如式(4)所示：

设k为当前控制周期，k-1为上一个控制周期，由式(4)可得离散化后的当前控制周期加速度前馈指令a_f(k)如式(5)所示：

进而计算得到低通滤波前馈电流i_f(k)如式(6)所示：

进而求得低通滤波电压前馈U_f(k)如式(7)所示：

U_f(k)＝(i_f(k)-i_f(k-1))L (7)

通过上述方法得到传统低通滤波电压前馈指令U_f(k)，其中低通滤波时间系数τ往往需要工程经验来确定数值，并且低通滤波会造成信号指令的幅值失真，如图2所示，经过低通滤波信号处理的前馈信号幅值及相位均出现了偏差。

发明内容

针对上述问题，本发明提出一种基于永磁同步电机模型的电压前馈控制方法及装置，旨在提高前馈指令的精度，提高控制系统电流环响应能力。

为实现上述目的，本发明包含以下步骤:

(1)建立永磁同步电机数学模型，得到d-q电压指令输出方程；

(2)将永磁同步电机三相反馈电流进行空间矢量坐标变换，得到d-q轴反馈电流；

(3)建立电流环反馈控制回路；

(4)依据永磁同步电机数学模型，构建电流环前馈控制结构；

(5)将输出的电压前馈指令注入到电流环反馈控制回路中，完成电流环闭环计算；

(6)将d-q轴指令电压进行空间矢量坐标变换，得到永磁同步电机三相相电压指令输出值；

(7)将三相相电压指令输入到功率放大调制单元，由功率放大调制单元输出三相幅值为母线电压的脉宽调制波驱动永磁同步电机单元旋转。

作为优选，所述的步骤(1)，通过以下方法实现：

永磁同步电机数学模型如式(1)所示：

式中：U_d、U_q为d轴和q轴定子电压指令；L_d、L_q为d轴和q轴等效电感；R_s为定子电阻；ω_e为电角速度；为转子磁链；i_d、i_q为d轴和q轴定子反馈电流。

电机力矩模型如式(2)所示：

式中：T_e为电磁转矩；P为电机极对数。

机械运动方程如式(3)所示：

式中：T₁为负载转矩；ω_m为机械角速度；f为电机摩擦因数；J为电机转动惯量。

为了实现最大力矩控制，令d轴电流指令i_d＝0，此时电机转矩输出方程如式(4)所示：

作为优选，所述的步骤(2)，通过以下方法实现：

从永磁同步电机三相采集三相相电流，得到三相反馈相电流i_u、i_v、i_w，经过空间矢量坐标变化得到d-q轴反馈电流i_d、i_q如式(5)所示：

作为优选，所述的步骤(3)，通过以下方法实现：

依据步骤(1)永磁同步电机数学模型，将永磁同步电机数学模型进行离散化，采用PI控制器，实现d-q轴电压指令的计算，k代表当前计算周期，k-1代表上一个计算周期，依据当前计算周期电流指令值i_dref、i_qref与实际d-q轴电流反馈值i_d、i_q得到电流反馈偏差i_{d_err}、i_{q_err}如式(6)所示：

依据当前计算周期电流反馈误差i_{d_err(k)}、i_{q_err(k)}及积分系数K_i对电流误差积分值i_{d_org(k)}、i_{q_org(k)}进行求解如式(7)所示：

依据当前计算周期得到的电流误差积分值i_{d_org(k)}、i_{q_org(k)}，反馈电流i_d(k)、i_q(k)以及比例系数K_v对d-q轴控制电压指令进行求解如式(8)所示：

式中：Rs为永磁同步电机等效电阻，L_d、L_q为永磁同步电机d-q轴等效电感值，ω_e为永磁同步电机电角度转速值，为永磁同步电机等效磁链系数。

作为优选，所述的步骤(4)，通过以下方法实现：

采用PI控制器，实现d-q轴前馈电压指令的计算，k代表当前计算周期，k-1代表上一个计算周期，以q轴电流前馈指令为例，依据当前计算周期电流指令值i_qref与电流环前馈结构的q轴电流反馈值i_FFFB得到前馈电流反馈偏差i_{qff_err}如式(9)所示：

i_{qff_err(k)}＝i_qref(k)-i_FFFB(k) (9)

依据当前计算周期电流反馈误差i_{qff_err(k)}及电流前馈积分系数K_CiFF对前馈电流误差积分值i_{qff_org(k)}进行求解如式(10)所示：

i_{qff_org(k)}＝i_{qff_org(k-1)}+i_{qff_err(k)}*K_CiFF (10)

依据当前计算周期得到的前馈电流误差积分值i_{qff_org(k)}，前馈闭环的反馈电流i_FFFB(k)以及前馈比例系数K_CvFF对q轴前馈控制电压U_qff(k)进行求解如式(11)所示：

U_qff(k)＝(i_{qff_org(k)}-i_FFFB(k))K_CvFFL_FF-R_FFi_FFFB(k) (11)

式中：R_FF为永磁同步电机前馈结构等效电阻，L_FF为永磁同步电机前馈等效电感值。

对q轴前馈输出电压值U_qff(k)进行幅值限制，令其不超过母线电压V_dc，得到最终的前馈电压指令U_qffout(k)如式(12)所示：

对前馈电压指令进行积分如式(13)所示：

经过上述过程得到前馈电流环的反馈电流i_FFFB，由此实现前馈电流环的闭环控制。

作为优选，所述的步骤(5)，通过以下方法实现：

将q轴前馈电流闭环中的前馈电压指令U_qffout引入电流环反馈回路中，此时，经过电压前馈注入的电流环q轴电压指令U_qout如式(14)所示：

U_qout＝U_qffout+U_q (14)

采用相同方法可以得到d轴电压指令U_dout；

作为优选，所述的步骤(6)，通过以下方法实现：

将由步骤(2)中得到的d-q轴反馈电流i_d、i_q带入到离散化的d-q轴电压控制方程中，对步骤(5)得到的d-q轴电压指令U_dout、U_qout进行空间矢量坐标变换，得到三相电压指令U_u、U_v、U_w如式(15)所示：

作为优选，所述的步骤(7)，通过如下方法实现：

将由步骤(6)得到的三相相电压指令U_u,v,w输出到功率调制单元，进行功率放大，进而输出经过功率放大的三相脉宽调制波形驱动电机旋转。

作为优选，所述的基于永磁同步电机模型的电压前馈控制方法的装置，包括：

永磁同步电机单元，永磁同步电机单元的定子接收到功率调制单元输出的脉宽调制波形，驱动转子旋转；

编码器单元，用于对永磁同步电机单元转子的转角当前位置进行测量，输出永磁同步电机单元转子机械转角θ_m；

电角度转换单元，用于将由编码器单元得到的机械转角θ_m转换为用于永磁同步电机空间矢量坐标变换计算用的电角度θ_e；

电流传感器单元，用于将由永磁同步电机单元输出的三相电流转换为模拟信号；

模数转换单元，用于将电流传感器单元输出的模拟信号转换为数字信号i_u、i_v、i_w，便于后面计算处理；

三相电流空间矢量变换单元，用于将由模数转换单元得到的电流数字信号i_u、i_v、i_w以及电角度转换单元得到的电角度θ_e进行三相电流空间矢量坐标变化，得到d-q轴反馈电流id、i_q；

速度计算单元，用于计算永磁同步电机单元转子反馈速度ω_m，并将转子反馈速度ω_m转换为电角度ω_e；

电流指令单元，用于接收上位机发送的电流指令值i_dref、i_qref；

电压前馈计算单元，用于计算控制系统前馈电压指令U_qffout、U_dffout；

电流环解算单元，依据d-q轴电流指令i_dref、i_qref计算电流环反馈环节d-q轴电压指令U_d、U_q，将电压前馈计算单元得到的前馈电压指令U_qff、U_dff与d-q轴电压指令U_d、U_q结合，得到最终的d-q轴电压指令U_qout、U_dout，进一步地，依据U_qout、U_dout进行空间矢量坐标变换，得到三相相电压输出指令U_u、U_v、U_w；

功率调制单元，用于将三相相电压输出信号U_u,v,w进行功率放大，输出幅值为母线电压V_dc的脉宽调制波形，驱动永磁同步电机单元旋转。

本发明的有益效果是：

(1)本发明提出的基于永磁同步电机模型的电压前馈控制方法能够有效提高控制系统电流环响应特性；

(2)依据永磁同步电机模型建立的电流前馈控制结构能够输出准确的电压前馈指令，解决了传统低通滤波前馈方法造成的前馈指令偏差；

(3)本发明提出的前馈指令计算是在独立的前馈闭环系统中计算得到的，不会受到反馈环节及外部扰动的影响，提高了控制系统的鲁棒性及抗扰动能力。

附图说明

图1电流低通滤波前馈原理图；

图2低通滤波信号处理波形图；

图3基于永磁同步电机模型的电压前馈控制方法结构示意图；

图4电流环前馈结构图；

图5电流环解算单元控制框图；

图6前馈电压注入电流反馈闭环控制框图；

图7传统低通滤波型前馈与本发明前馈方法电流跟踪效果比较图；

具体实施方式

以下，参考附图，详细描述本发明的实施例。

基于永磁同步电机模型的电压前馈控制方法结构示意图，如图3所示，包括：

永磁同步电机单元1，永磁同步电机单元1的三相定子线圈接收到功率调制单元10输出的脉宽调制波形，驱动转子旋转；

编码器单元2，用于对永磁同步电机单元1的转子转角的当前位置进行测量，输出永磁同步电机单元转子机械转角θ_m；

电角度转换单元3，用于将由编码器单元2得到的机械转角θ_m转换为用于永磁同步电机空间矢量坐标变换计算用的电角度θ_e如式(1)所示：

θ_e＝θ_m*P (1)

式中：P为永磁同步电机转子极对数；

模数转换单元4，用于将电流传感器单元8输出的模拟信号转换为数字信号iu、i_v、i_w，便于后面计算处理；

三相电流空间矢量变换单元5，用于将由模数转换单元4得到的电流数字信号i_u、i_v、i_w以及电角度转换单元3得到的电角度θ_e进行三相电流空间矢量坐标变化，得到d-q轴反馈电流i_d、i_q如式(2)所示：

速度计算单元6，用于计算永磁同步电机单元1的转子反馈速度ω_m，并将转子反馈速度ω_m转换为电角度ω_e如式(3)所示：

ω_e＝ω_m*P (3)

电压前馈计算单元7，用于计算控制系统前馈电压指令U_qffout、U_dffout，其中电流环前馈结构图如图4所示，具体实施过程如下：

采用PI控制器，实现d-q轴前馈电压指令的计算，k代表当前计算周期，k-1代表上一个计算周期。以q轴电流前馈指令为例，依据当前计算周期电流指令值i_qref与电流环前馈结构的q轴电流反馈值i_FFFB得到前馈电流反馈偏差i_{qff_err}如式(4)所示：

i_{qff_err(k)}＝i_qref(k)-i_FFFB(k) (4)

依据当前计算周期电流反馈误差i_{qff_err(k)}及电流前馈积分系数K_CiFF对前馈电流误差积分值i_{qff_org(k)}进行求解如式(5)所示：

i_{qff_org(k)}＝i_{qff_org(k-1)}+i_{qff_err(k)}K_CiFF (5)

依据当前计算周期得到的前馈电流误差积分值i_{qff_org(k)}，前馈闭环的反馈电流i_FFFB(k)以及前馈比例系数K_CvFF对q轴前馈控制电压U_qff(k)进行求解如式(6)所示：

U_qff(k)＝(i_{qff_org(k)}-i_FFFB(k))K_CvFFL_FF-R_FFi_FFFB(k) (6)

式中：R_FF为永磁同步电机前馈结构等效电阻，L_FF为永磁同步电机前馈等效电感值；

对q轴前馈输出电压值U_qff(k)进行幅值限制，令其不超过母线电压V_dc，得到最终的前馈电压指令U_qffout(k)如式(7)所示：

对前馈电压指令进行积分如式(8)所示：

经过上述过程得到前馈电流环的反馈电流i_FFFB，由此实现前馈电流环的闭环控制。

电流传感器单元8，用于将由永磁同步电机单元1输出的三相电流转换为模拟信号；

电流环解算单元9，依据d-q轴电流指令i_dref、i_qref计算电流环反馈环节d-q轴电压指令U_d、U_q，依据永磁同步电机数学模型，将永磁同步电机数学模型进行离散化，并采用PI控制器，实现d-q轴电压指令的计算，k代表当前计算周期，k-1代表上一个计算周期，电流环解算单元控制框图如图5所示，具体实施过程如下：

依据当前计算周期电流指令值i_dref、i_qref与实际d-q轴电流反馈值i_d、i_q得到电流反馈偏差i_{d_err}、i_{q_err}如式(9)所示：

依据当前计算周期电流反馈误差i_{d_err(k)}、i_{q_err(k)}及积分系数K_i对电流误差积分值i_{d_org(k)}、i_{q_org(k)}进行求解如式(10)所示：

依据当前计算周期得到的电流误差积分值i_{d_org(k)}、i_{q_org(k)}，反馈电流i_d(k)、i_q(k)以及比例系数K_v对d-q轴控制电压指令进行求解如式(11)所示：

式中：Rs为永磁同步电机等效电阻，L_d、L_q为永磁同步电机d-q轴等效电感值，ω_e为永磁同步电机电角度转速值，为永磁同步电机等效磁链系数。

将电压前馈计算单元7得到的前馈电压指令U_qffout、U_dffout与d-q轴电压指令U_d、U_q结合，得到最终的d-q轴电压指令U_dout,U_qout，将前馈电流闭环中的前馈电压指令U_{dffout-qffout}引入电流环反馈回路中，以q轴控制电压计算为例，前馈电压注入电流反馈闭环控制框图如图6所示，此时，经过电压前馈注入的电流环反馈电路q轴电压指令U_qout如式(12)所示：

U_qout＝U_qffout+U_q (12)

采用相同方法可以得到d轴电压指令U_dout。

依据U_qout、U_dout进行空间矢量坐标变换，得到三相相电压输出指令U_u、U_v、U_w如式(13)所示：

功率调制单元10，用于将三相相电压输出信号U_u,v,w进行功率放大，输出幅值为母线电压V_dc的脉宽调制波形，驱动永磁同步电机单元旋转；

电流指令单元11，用于接收上位机发送的电流指令值i_dref、i_qref。

图7所示为采用本发明提出的前馈电压指令在电流环K_CvFF＝1400，K_CiFF＝1000，情况下与传统低通滤波前馈指令电流环τ＝0.0002s的波形比较。从图中我们可以看出，低通滤波前馈方法电流实际跟踪反馈值没有达到指令的最大值，跟踪不稳定。但是，采用本发明提出的基于永磁同步电机模型的电压前馈方法的电流响应速度快，并且指令跟踪全程稳定。

预计发明推广应用的可行性及前景：

电流环控制是伺服控制系统的最核心部分，电流环响应性能决定着伺服控制系统的响应能力，本发明可以有效提高控制系统电流环响应速度，可以广泛应用于高档加工机床、机器人、航空航天等要求高响应、高精度伺服技术的领域。

需要说明的是，以上参照附图所描述的各个实施例仅用以说明本发明而非限制本发明的范围，本领域的普通技术人员应当理解，在不脱离本发明的精神和范围的前提下对本发明进行的修改或者等同替换，均应涵盖在本发明的范围之内。此外，除上下文另有所指外，以单数形式出现的词包括复数形式，反之亦然。另外，除非特别说明，那么任何实施例的全部或一部分可结合任何其它实施例的全部或一部分来使用。