阅读说明：本技术 用于五相永磁同步电机的无权重系数的双虚拟电压矢量预测转矩控制方法 (Double-virtual-voltage-vector predicted torque control method without weight coefficient for five-phase permanent magnet synchronous motor ) 是由 赵文祥 王化南 陶涛 许德志 于 2020-04-10 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种用于五相永磁同步电机的无权重系数的双虚拟电压矢量预测转矩控制方法,方法实施包括获得两相静止坐标系下的电流分量和k时刻输出的电压；进行一差拍的延时补偿得到k+1时刻两相静止坐标系下的电流分量；预测k+1时刻的磁链和转矩；根据磁链和转矩无差拍原则预测k+1时刻所需的参考电压矢量进而选取第一个虚拟电压矢量；根据电压误差跟踪原则选择第二个虚拟电压矢量,分别计算两个矢量的作用时间并合成输出。本发明在不改变原有五相永磁同步电机驱动控制系统拓扑结构的基础上,利用虚拟电压矢量有效的抑制了五相电机中的谐波；采用了无差拍原则直接快速的选取矢量,极大的减小了传统模型预测控制方法的计算负担。(The invention discloses a double-virtual voltage vector prediction torque control method without a weight coefficient for a five-phase permanent magnet synchronous motor, which comprises the steps of obtaining current components and voltage output at k moment under a two-phase static coordinate system; carrying out time delay compensation of one beat to obtain a current component under a two-phase static coordinate system at the moment of k + 1; predicting flux linkage and torque at the k +1 moment; predicting a reference voltage vector required at the k +1 moment according to a flux linkage and torque dead beat principle to select a first virtual voltage vector; and selecting a second virtual voltage vector according to a voltage error tracking principle, respectively calculating the action time of the two vectors, and synthesizing and outputting the action time. On the basis of not changing the topological structure of the original five-phase permanent magnet synchronous motor driving control system, the harmonic waves in the five-phase motor are effectively inhibited by using the virtual voltage vector; the vector is directly and quickly selected by adopting a dead beat principle, so that the calculation burden of the traditional model prediction control method is greatly reduced.)

用于五相永磁同步电机的无权重系数的双虚拟电压矢量预测 转矩控制方法

技术领域

本发明属于多相电机控制技术领域，尤其涉及一种用于五相永磁同步电机的预测转矩控制方法。

背景技术

五相永磁同步电机具有高效率、高功率密度、宽调速范围、低转矩脉动和强容错能力等优点，在航空航天、电动汽车、舰船推进系统等领域得到广泛的应用。同时，针对五相电机的控制方法也受到了广泛的关注，矢量控制和直接转矩控制是两种最为常见的控制方法。但是，矢量控制具有复杂的坐标变换和较慢的动态响应速度，直接转矩控制的静态性能较差。因此，对控制结构简单、动态响应速度快的模型预测转矩控制的研究具有现实意义。

国内外学者对于永磁同步电机模型预测转矩控制方法的研究已取得了一定的成果。中国发明专利《改进的永磁同步发电机模型预测直接转矩控制方法》(专利号CN201510701068.7)公开了一种改进的模型预测控制方法，但由于该方法具有矢量筛选的过程，存在计算负担大的问题。中国发明专利《永磁同步电机模型预测控制方法》(专利号CN201610197283.2)公开了一种减小计算负担的模型预测控制方法，但由于该方法价值函数中仍然具有权重系数，存在权重系数难调试的问题。中国发明专利《一种永磁同步电机预测转矩控制方法》(专利号CN201811592637.9)公开了一种利用误差排序消除权重系数的模型预测控制方法，但是该方法由于要计算多个误差，仍然存在计算负担大的问题。中国发明专利《一种五相永磁同步电机模型预测转矩控制方法》(专利号CN201710022345.0)公开了一种减小待选矢量集的模型预测控制方法，减小了计算负担，但由于该方法没有抑制转矩和磁链脉动的手段，存在静态性能差的问题。因此，目前现有的模型预测转矩控制方法大多存在较大的计算负担，且价值函数中存在权重系数，静态性能也较差。

发明内容

发明目的：针对现有技术中存在的问题，提出了一种用于五相永磁同步电机的无权重系数的双虚拟电压矢量预测转矩控制方法，利用虚拟电压矢量抑制谐波，采用无差拍原则直接快速的得到最优的虚拟电压矢量，减小了计算负担且无需权重系数。利用电压误差跟踪方法选取第二个矢量以提升系统的静态性能。

技术方案：为实现上述发明目的，本发明所采用的技术方案如下：

一种五相永磁同步电机的无权重系数的双虚拟电压矢量预测转矩控制方法，包括如下步骤：

步骤1)获得k时刻两相静止坐标系下的电流分量和和k时刻输出的电压分量和

步骤2)对步骤1进行一差拍的延时补偿得到k+1时刻两相静止坐标系下的电流分量；

步骤3)根据k+1时刻两相静止坐标系下的电流分量和预测k+1时刻电机的磁链和转矩；

步骤4)根据无差拍原则计算k+1时刻电机所需的参考电压矢量并选取第一个虚拟电压矢量；

步骤5)根据电压误差跟踪原则选取第二个虚拟电压矢量；

步骤6)分别计算第一个虚拟电压矢量、第二个虚拟电压矢量的作用时间并合成输出。

进一步，步骤1)的具体步骤包括：实时检测五相自然坐标系下的电流i_abcde，再经过五相自然坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换，得到k时刻两相旋转坐标系下的电流分量和同时，检测逆变器的脉冲计算k时刻所输出的电压并通过坐标变换得到两相旋转坐标下的电压分量和

进一步，步骤2)的具体步骤包括：利用欧拉向前离散法将电机的系统方程离散化后得到：

式中，和为k时刻两相静止坐标系下的电流；和为k+1时刻两相静止坐标系下的电流；和为k时刻两相静止坐标系下的电压；T_s为控制周期；ω为转子的电角速度；R_s为定子电阻；L_q和L_d为交直轴电感；ψ_f为永磁体磁链；

将步骤1)所得到的和代入上式，可得到k+1时刻两相旋转坐标系下的电流和完成一差拍的延时补偿。

进一步，步骤3)的具体步骤包括：将和代入下式：

式中，和为k+1时刻两相静止坐标系下的电流；L_q和L_d为交直轴电感；ψ_f为永磁体磁链；P_n为电机极对数；

可预测出k+1时刻的交直轴磁链和以及k+1时刻的电磁转矩

进一步，步骤4)的具体步骤包括：

4.1)预测k+1时刻所需的参考电压矢量；

利用欧拉向前离散法将系统方程离散化后得到k+2时刻的交直轴磁链和

式中，和为k+1时刻两相静止坐标系下的电压；和为k+1时刻的交直轴磁链；T_s为控制周期；ω为转子的电角速度；R_s为定子电阻；L_q和L_d为交直轴电感；ψ_f为永磁体磁链；

又有电磁转矩的表达式为：

式中，T_e为电磁转矩；ψ_q为交轴磁链；P_n为电机极对数；

接着将电磁转矩的表达式两边对于时间求导，可写为：

式中，为k+1时刻的电磁转矩；为k+2时刻的电磁转矩；为k+2时刻的交轴磁链；

将的表达式代入上式，可得：

将上式移相即可得到的表达式：

由于电阻的压降远远小于定子电压，故和表达式中的电阻项可以忽略，从而有下式：

将的表达式代入上式可得到的表达式：

根据转矩和磁链无差拍原则，期望k+2时刻的转矩和磁链值达到给定值，因此有：

式中，为给定的电磁转矩；因此，期望的参考电压表达式为：

经过坐标变换，可得到参考电压在两相静止坐标系下分量：

式中，θ为转子位置角；u_ref为期望的参考电压；

4.2)虚拟电压矢量的合成；

五相电压源逆变器共提供了32种开关组合，每种开关组合对应一个空间电压矢量，因此，五相电压源逆变器可输出32个空间电压矢量U₀-U₃₁，其中包括30个有效矢量U₁-U₃₀和2个零矢量U₀、U₃₁；有效矢量可以根据其幅值的不同分为三类：大矢量，中矢量，小矢量；在α-β平面下矢量分布为：

大矢量为U₃、U₆、U₇、U₁₂、U₁₄、U₁₇、U₁₉、U₂₄、U₂₅、U₂₈；

中矢量为U₁、U₂、U₄、U₈、U₁₅、U₁₆、U₂₃、U₂₇、U₂₉、U₃₀；

小矢量为U₅、U₉、U₁₀、U₁₁、U₁₃、U₁₈、U₂₀、U₂₁、U₂₂、U₂₆；

在x-y平面下矢量分布为：

大矢量为：U₅、U₉、U₁₀、U₁₁、U₁₃、U₁₈、U₂₀、U₂₁、U₂₂、U₂₆；

中矢量为：U₁、U₂、U₄、U₈、U₁₅、U₁₆、U₂₃、U₂₇、U₂₉、U₃₀；

小矢量为：U₃、U₆、U₇、U₁₂、U₁₄、U₁₇、U₁₉、U₂₄、U₂₅、U₂₈；

在α-β平面下相同方向的大矢量和中矢量投影到x-y平面为相反方向的小矢量和中矢量；因此，将在α-β平面下相同方向的大矢量和中矢量以一定比例合成，可以完全消除在x-y平面的谐波电压，下式可用来合成虚拟电压矢量：

VVV_i(u_M,u_L)＝0.382×u_M+0.618×u_L

式中，u_M为中矢量，u_L为大矢量，VVV_i为虚拟电压矢量；

合成后的虚拟电压矢量为10个：VVV_1～10，他们的幅值为0.5527U_dc，U_dc为直流母线电压；

4.3)选择第一个虚拟电压矢量；

根据参考电压矢量u_ref在两相静止坐标系下的表达式可以判断其所在扇区，假设u_ref位于第一扇区，D₁、D₂和D₁₀分别表示u_ref与VVV₁、VVV₂和VVV₁₀的误差，显然，D₁要小于D₂和D₁₀，因此，可以选择VVV₁作为第一个矢量，当u_ref位于其他扇区时同理。

进一步，步骤5)的具体步骤包括：

5.1)第二个矢量的选择；

点O为坐标原点，点A为VVV₁的终点，点C为∠OAD的角平分线的终点，点D为第一扇区扇区划分线与扇区边界的交点，点F为参考电压矢量u_ref的终点，点M和点N分别为∠OAD的两条边到点F距离最近的点；

假设u_ref位于第一扇区，AC为∠OAD的角平分线，角平分线上任何一点到角两边的距离相等；因此，AC划分了两个区域：区域ADO和区域ACD；

当u_ref的终点F位于区域ADO中时，FM必然小于FN和FA，这意味着与u_ref的误差最小；因此，选择零矢量作为第二个矢量与第一个虚拟电压矢量VVV₁一同合成并输出；

当u_ref的终点F位于区域ACD中时，FN必然小于FM和FA，这意味着与u_ref的误差最小，因此，可以选择VVV₂作为第二个矢量与第一个虚拟电压矢量VVV₁一同合成并输出；

同理，当u_ref位于u_ref1的位置的时，第二个矢量可在零矢量和VVV₁₀中选择，因此，第二个矢量可以为零矢量或者与第一个虚拟电压矢量相邻的虚拟电压矢量；

5.2)价值函数的优化；

为了避免此复杂的计算，∠FAO可被用作价值函数，∠CAO是固定的，如果∠FAO大于∠CAO，终点F位于区域ACD中，则一个与第一个矢量相邻的虚拟电压矢量可被选为第二个矢量；如果∠FAO小于∠CAO，终点F位于区域ADO中，则零矢量可被选为第二个矢量；因此，只需比较∠FAO和∠CAO的大小即可选择矢量，这样一来，在选择两个矢量的过程中，都无需权重系数。

进一步，步骤6)的具体步骤包括：

6.1)矢量作用时间计算；

当选择一个虚拟电压矢量和零矢量时，为需要输出的矢量，为u_ref在VVV₁所在直线上的投影，并且VVV₁的幅值为0.5527U_dc；因此，下式可被用作计算VVV₁的作用时间：

式中，T_opt代表VVV₁的作用时间，那么(T_s-T_opt)即代表零矢量的作用时间；U_dc为直流母线电压；T_s为控制周期；U_ref为参考电压矢量；δ为U_ref与VVV₁之间的夹角；

当选择两个相邻的虚拟电压矢量VVV₁和VVV₂时，可用下式来合成

式中，T_opt1代表VVV₁的作用时间，T_opt2代表VVV₂的作用时间；δ为AF与AN之间的夹角；

存在着下列几何关系：

稍作移相，即可得到VVV₁和VVV₂的作用时间：

6.2)PWM生成；每个扇区选择的矢量不同，但安排开关顺序的原理相同，假如为第一扇区，如果选择VVV₁作为第一个矢量，零矢量作为第二个矢量，则矢量作用顺序应为：U₀(00000)→U₁₆(10000)→U₂₅(11001)→U₂₅(11001)→U₁₆(10000)→U₀(00000)；如果选择VVV₁作为第一个矢量，VVV₂作为第二个矢量，则矢量作用顺序应为：U₁₆(10000)→U₂₄(11000)→U₂₅(11001)→U₂₉(11101)→U₂₉(11101)→U₂₅(11001)→U₂₄(11000)→U₁₆(10000)。

本发明的有益效果：

1)本发明采用转矩和磁链无差拍原则直接快速的选取矢量，极大的减小计算负担；

2)在一个控制周期内选择两个虚拟电压矢量合成输出，减小了合成矢量与所需参考电压矢量之间的误差，有效的提升了电机的静态性能；

3)利用电压误差跟踪原则选取第二个矢量，价值函数为矢量间的误差，从而避免了调试权重系数这个过程。；

4)所提出的控制方法结构简单，且易于实现，有利于新理论的工程化和实用化。

附图说明

图1为本发明实施例方法的控制原理示意图；

图2为五相逆变器提供的空间电压矢量分布图；(a)α-β平面；(b)x-y平面；

图3为α-β平面下的虚拟电压矢量分布图；

图4为第一个虚拟电压矢量选择原理图；

图5为第二个虚拟电压矢量选择原理图；(a)零矢量；(b)有效矢量；

图6为矢量作用时间计算原理图；(a)一个虚拟电压矢量和零矢量；(b)两个虚拟电压矢量；

图7为空间电压矢量作用顺序示意图；(a)一个虚拟电压矢量和零矢量；(b)两个虚拟电压矢量；

图8为静态性能实验图；(a)传统模型预测控制方法；(b)本发明控制方法；

图9为动态性能实验图；(a)传统模型预测控制方法；(b)本发明控制方法；

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。

所提出的用于五相永磁同步电机的无权重系数的双虚拟电压矢量预测转矩控制方法具体实施步骤包括：

步骤1)获得两相静止坐标系下的电流分量和k时刻输出的电压。

1.1)实时计算给定转速ω^*与电机的实际转速ω^k之间的转速误差，通过PI调节器，得到所需的给定转矩值，给定磁链为电机的永磁体磁链ψ^*；

1.2)五相自然坐标系下的电流i_abcde，再经过五相自然坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换，得到k时刻两相旋转坐标系下的电流分量和

五相自然坐标系ABCDE到两相旋转坐标系的变换矩阵表示为：

式中，α＝0.4π，θ_e为电机的电角度。

1.3)同时，检测逆变器的脉冲计算k时刻所输出的两相静止坐标系下的电压并通过坐标变换得到两相旋转坐标下的电压分量和

两相旋转坐标系到两相静止坐标系的变换矩阵表示为：

式中，θ_e为电机的电角度。

步骤2)进行一差拍的延时补偿得到k+1时刻两相静止坐标系下的电流分量。

2.1)离散化系统方程；

两相旋转坐标系下的系统方程为：

式中，i_d和i_q为两相静止坐标系下的电流；u_d和u_q为两相静止坐标系下的电压；ω为转子的电角速度；R_s为定子电阻；ψ_d和ψ_q为两相静止坐标系下的磁链；t为时间；

利用欧拉向前离散法将上述系统方程离散化后得到：

式中，和为k时刻两相静止坐标系下的电流；和为k+1时刻两相静止坐标系下的电流；和为k时刻两相静止坐标系下的电压；T_s为控制周期；ω为转子的电角速度；R_s为定子电阻；L_q和L_d为交直轴电感；ψ_f为永磁体磁链；

2.2)延时补偿；

将步骤1)所得到的和代入离散化后的系统方程，可得到k+1时刻两相旋转坐标系下的电流和完成一差拍的延时补偿。

步骤3)根据k+1时刻两相静止坐标系下的电流分量预测k+1时刻电机的磁链和转矩。

将和代入下式：

式中，和为k+1时刻两相静止坐标系下的电流；L_q和L_d为交直轴电感；ψ_f为永磁体磁链；P_n为电机极对数；

可预测出k+1时刻的交直轴磁链和以及k+1时刻的电磁转矩

步骤4)根据无差拍原则计算k+1时刻电机所需的参考电压矢量并选取第一个虚拟电压矢量。

4.1)预测k+1时刻所需的参考电压矢量；

利用欧拉向前离散法将系统方程离散化后得到k+2时刻的交直轴磁链和

式中，和为k+1时刻两相静止坐标系下的电压；和为k+1时刻的交直轴磁链；T_s为控制周期；ω为转子的电角速度；R_s为定子电阻；L_q和L_d为交直轴电感；ψ_f为永磁体磁链；

又有电磁转矩的表达式为：

式中，T_e为电磁转矩；L_q交轴电感；ψ_f为永磁体磁链；ψ_q为交轴磁链；P_n为电机极对数；

接着将电磁转矩的表达式两边对于时间求导，可写为：

式中，为k+1时刻的电磁转矩；为k+2时刻的电磁转矩；L_q交轴电感；ψ_f为永磁体磁链；为k+1时刻的交轴磁链；为k+2时刻的交轴磁链；P_n为电机极对数；

将的表达式代入上式，可得：

将上式移相即可得到的表达式：

由于电阻的压降远远小于定子电压，故和表达式中的电阻项可以忽略，从而有下式：

将的表达式代入上式可得到的表达式：

根据转矩和磁链无差拍原则，期望k+2时刻的转矩和磁链值达到给定值，因此有：

式中，ψ^k+2为k+2时刻的磁链；ψ_f为永磁体磁链；为k+2时刻的电磁转矩；为给定的电磁转矩；

因此，期望的参考电压表达式为：

经过坐标变换，可得到参考电压在两相静止坐标系下的值：

式中，θ为转子位置角；u_ref为期望的参考电压；

4.2)虚拟电压矢量的合成；

五相电压源逆变器共提供了32种开关组合，每种开关组合对应一个空间电压矢量。因此，五相电压源逆变器可输出32个空间电压矢量，其中包括30个有效矢量和2个零矢量。有效矢量可以根据其幅值的不同分为三类：大矢量，中矢量，小矢量。如表1所示，在x-y平面下矢量分布如表2所示。

表1

表2

图2为五相电机的α-β平面和x-y平面的空间电压矢量分布图。如图2所示，在α-β平面下相同方向的大矢量和中矢量投影到x-y平面为相反方向的小矢量和中矢量。因此，将在α-β平面下相同方向的大矢量和中矢量以一定比例合成，可以完全消除在x-y平面的谐波电压。下式可用来合成虚拟电压矢量：

VVV_i(u_M,u_L)＝0.382×u_M+0.618×u_L

式中，u_M为中矢量，u_L为大矢量，VVV为虚拟电压矢量。

如图3所示为10个合成后的虚拟电压矢量：VVV_1～10，他们的幅值为0.5527U_dc，U_dc为直流母线电压。

4.3)选择第一个虚拟电压矢量；

根据参考电压矢量u_ref在两相静止坐标系下的表达式可以判断其所在扇区。如图4所示，假设u_ref位于第一扇区，D₁、D₂和D₁₀分别表示u_ref与VVV₁、VVV₂和VVV₁₀的误差。显然，D₁要小于D₂和D₁₀。因此，可以选择VVV₁作为第一个矢量。当u_ref位于其他扇区时同理。

步骤5)根据电压误差跟踪原则选取第二个虚拟电压矢量。

5.1)第二个矢量的选择；

如图5所示，点O为坐标原点，点A为VVV₁的终点，点C为∠OAD的角平分线的终点，点D为第一扇区扇区划分线与扇区边界的交点，点F为参考电压矢量u_ref的终点，点M和点N分别为∠OAD的两条边到点F距离最近的点。

假设u_ref位于第一扇区。AC为∠OAD的角平分线，角平分线上任何一点到角两边的距离相等。因此，AC划分了两个区域：区域ADO和区域ACD。如图5(a)所示，当u_ref的终点F位于区域ADO中时，FM必然小于FN和FA。这意味着与u_ref的误差最小。因此，可以选择零矢量作为第二个矢量与第一个虚拟电压矢量VVV₁一同合成并输出。如图5(b)所示，当u_ref的终点F位于区域ACD中时，FN必然小于FM和FA。这意味着与u_ref的误差最小。因此，可以选择VVV₂作为第二个矢量与第一个虚拟电压矢量VVV₁一同合成并输出。同理，当u_ref位于u_ref1的位置的时，第二个矢量可在零矢量和VVV₁₀中选择。因此，第二个矢量可以为零矢量或者与第一个虚拟电压矢量相邻的虚拟电压矢量。

5.2)价值函数的优化；

矢量之间的误差计算十分复杂，为了避免此复杂的计算，∠FAO可被用作价值函数。如图5所示，∠CAO是固定的。如果∠FAO大于∠CAO，终点F位于区域ACD中，则一个与第一个矢量相邻的虚拟电压矢量可被选为第二个矢量。如果∠FAO小于∠CAO，终点F位于区域ADO中，则零矢量可被选为第二个矢量。因此，只需比较∠FAO和∠CAO的大小即可选择矢量。这样一来，在选择两个矢量的过程中，都无需权重系数。

步骤6)分别计算两个矢量的作用时间并合成输出。

6.1)矢量作用时间计算；

如图6(a)所示，当选择一个虚拟电压矢量和零矢量时，为需要输出的矢量。为u_ref在VVV₁所在直线上的投影，并且VVV₁的幅值为0.5527U_dc。因此，下式可被用作计算VVV₁的作用时间：

式中，T_opt代表VVV₁的作用时间，那么(T_s-T_opt)即代表零矢量的作用时间；U_dc为直流母线电压；T_s为控制周期；U_ref为参考电压矢量；δ为U_ref与VVV₁之间的夹角；

如图6(b)所示，当选择两个相邻的虚拟电压矢量VVV₁和VVV₂时，可用下式来合成

式中，T_opt1代表VVV₁的作用时间，T_opt2代表VVV₂的作用时间；δ为AF与AN之间的夹角；

图6(b)中存在着下列几何关系：

稍作移相，即可得到VVV₁和VVV₂的作用时间：

6.2)PWM生成；

每个扇区选择的矢量不同，但安排开关顺序的原理相同，以第一扇区为例，如果选择VVV₁作为第一个矢量，零矢量作为第二个矢量，则矢量作用顺序应为：U₀(00000)→U₁₆(10000)→U₂₅(11001)→U₂₅(11001)→U₁₆(10000)→U₀(00000)，如图7(a)所示；如果选择VVV₁作为第一个矢量，VVV₂作为第二个矢量，则矢量作用顺序应为：U₁₆(10000)→U₂₄(11000)→U₂₅(11001)→U₂₉(11101)→U₂₉(11101)→U₂₅(11001)→U₂₄(11000)→U₁₆(10000)，如图7(b)所示。

图8给出了本发明控制方法和传统模型预测控制方法的静态性能实验对比图,图中包括转速、转矩、磁链和电流波形。电机运行工况为：转速为200r/min，负载为5N·m。从图8中可以看出本发明的方法转矩和磁链脉动明显减小，电流明显更好。

图9给出了本发明控制方法和传统模型预测控制方法的动态性能实验对比图,图中包括转速、转矩电流波形。电机转速从0增加到额定450r/min，在从450r/min减小到200r/min，最后再回到450r/min。可以看出两种控制方法动态响应速度几乎一样，因此本发明的控制方法在提升静态性能的同时，继承了传统模型预测控制动态响应速度快的优点。

综上，本发明的一种用于五相永磁同步电机的无权重系数的双虚拟电压矢量预测转矩控制方法，方法实施包括获得两相静止坐标系下的电流分量和k时刻输出的电压；进行一差拍的延时补偿得到k+1时刻两相静止坐标系下的电流分量；预测k+1时刻的磁链和转矩；根据磁链和转矩无差拍原则预测k+1时刻所需的参考电压矢量进而选取第一个虚拟电压矢量；根据电压误差跟踪原则选择第二个虚拟电压矢量，分别计算两个矢量的作用时间并合成输出。本发明在不改变原有五相永磁同步电机驱动控制系统拓扑结构的基础上，利用虚拟电压矢量有效的抑制了五相电机中的谐波；采用了无差拍原则直接快速的选取矢量，极大的减小了传统模型预测控制方法的计算负担；利用电压误差跟踪原则，无需考虑传统价值函数中的权重系数；采用双虚拟电压矢量，提升了电机的静态性能。

以上实施例仅用于说明本发明的设计思想和特点，其目的在于使本领域内的技术人员能够了解本发明的内容并据以实施，本发明的保护范围不限于上述实施例。所以，凡依据本发明所揭示的原理、设计思路所作的等同变化或修饰，均在本发明的保护范围之内。