具有组合的基带、基波和谐波调谐网络的rf功率放大器
阅读说明：本技术 具有组合的基带、基波和谐波调谐网络的rf功率放大器 (RF power amplifier with combined baseband, fundamental and harmonic tuning network ) 是由 阿日贡巴彦尔 张海东 R.威尔逊 F.莊 母千里 E.哈希莫托 于 2018-11-27 设计创作，主要内容包括：一种用于射频(RF)放大器设备(108)的阻抗匹配网络(116)包括基带终止电路(122),其具有电抗部件,所述电抗部件被配置成对在低于与RF放大器设备(108)相关联的基波频率范围的基带频率范围中的信号呈现低阻抗。网络(116)还包括基波频率匹配电路(124),其具有电抗部件,所述电抗部件被配置成将基波频率范围中的RF放大器设备(108)的输出阻抗基本上匹配到预定值。网络(116)还包括二阶谐波终止电路(126),其具有电抗部件,所述电抗部件被配置成在具有基波频率范围中的基波频率的RF信号的二阶谐波处呈现低阻抗。其它实施例包括放大器电路,其包括网络(116)和RF放大器设备(108),以及封装的RF放大器,其包括金属凸缘(202)、RF晶体管(214)、以及包括网络(116)的集成无源设备(216)。(An impedance matching network (116) for a Radio Frequency (RF) amplifier device (108) includes a baseband termination circuit (122) having reactive components configured to present a low impedance to signals in a baseband frequency range below a fundamental frequency range associated with the RF amplifier device (108). The network (116) further includes a fundamental frequency matching circuit (124) having reactive components configured to substantially match an output impedance of the RF amplifier device (108) in the fundamental frequency range to a predetermined value. The network (116) also includes a second harmonic termination circuit (126) having reactive components configured to present a low impedance at a second harmonic of the RF signal having a fundamental frequency in the fundamental frequency range. Other embodiments include an amplifier circuit comprising a network (116) and an RF amplifier device (108), and a packaged RF amplifier comprising a metal flange (202), an RF transistor (214), and an integrated passive device (216) comprising the network (116).)
技术领域
本申请涉及RF（射频）放大器，特别是用于RF放大器的阻抗匹配网络。
背景技术
RF功率放大器用于多种应用，诸如用于无线通信系统等的基站。RF功率放大器被设计为在没有失真的情况下提供线性操作。由RF功率放大器放大的信号常常包括具有高频调制载波的信号，该高频调制载波具有在400兆赫兹（MHz）到4千兆赫兹（GHz）范围内的频率。调制载波的基带信号通常处于相对较低的频率，并且取决于应用，可以高达300MHz或更高。
RF功率放大器可以包括用于放大RF信号的晶体管管芯。在RF应用中使用的晶体管管芯的示例包括MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）、LDMOS（横向扩散金属氧化物半导体）设备和HEMT（高电子迁移率晶体管）设备。这些设备通常具有相对低的特性阻抗（例如，2欧姆或更小）。
输入和输出阻抗匹配网络用于将针对高功率设备的RF晶体管的相对低的特性阻抗匹配到固定阻抗值（例如，50欧姆）。以此方式，通过负载匹配获得较大的效率。然而，输入和输出阻抗匹配网络是频率选择性的，并且引入阻抗分散与频率的关系，这导致带受限的功率放大器操作。因此，RF放大器设计的重要目标是在宽带宽上的高度高效操作。
高效的放大器操作可以通过适当地终止（terminate）基带频率中低于基波频率的RF信号并且通过适当地终止高于基波频率范围的基波信号的较高阶谐波来实现。滤除这些信号的一种方式是在电路板级（即，包括RF晶体管管芯的封装外部）处提供调谐电路。然而，电路板级终止（termination）技术是复杂的并且需要使用宝贵的空间。此外，由于影响晶体管管芯和电路板之间的信号的传播的寄生效应，这些技术具有受限的有效性。滤除这些信号的另一种方式是在封装级（即，在包括RF晶体管管芯的同一封装内）处。虽然此解决方案有利地将调谐电路放置在靠近晶体管管芯处，但其增加了设计的复杂性。此外，由于连接到调谐网络的各种部件的接合线之间的相互耦合效应，难以实现完美的调谐。当调谐网络的复杂性和部件计数增加时，这个问题变得特别有问题。
发明内容
公开了一种放大器电路。放大器电路包括第一端口、第二端口和参考电势端口。放大器电路附加地包括RF放大器设备，所述RF放大器设备具有电耦合到第一端口的第一端子、电耦合到第二端口的第二端子以及电耦合到参考电势端口的参考电势端子。RF放大器设备被配置成跨包括基波RF频率的RF频率范围放大如在第一和第二端子之间的RF信号。放大器电路附加地包括电耦合到RF放大器的第一端子和第一端口的阻抗匹配网络。阻抗匹配网络包括具有带有电参数的电抗部件的基带终止电路，所述电参数被调整成使得基带终止电路在低于RF频率范围的基带频率区中呈现低阻抗。阻抗匹配网络附加地包括具有带有电参数的电抗部件的基波频率匹配电路，所述电参数被调整成使得基波频率匹配电路呈现在RF频率范围中的RF放大器设备的固有阻抗的复共轭。放大器电路附加地包括具有带有电参数的电抗部件的二阶谐波终止电路，所述电参数被调整成使得二阶谐波终止电路在基波RF频率范围中的频率的二阶谐波处呈现低阻抗。
公开了一种封装的RF放大器。封装的RF放大器包括金属凸缘，该金属凸缘包括第一导电引线、第二导电引线和导电管芯焊盘。封装的RF放大器附加地包括RF晶体管，所述RF晶体管安装在金属凸缘上并且具有电耦合到第一引线的第一端子、电耦合到第二引线的第二端子、以及电耦合到管芯焊盘的参考电势端子，RF放大器设备被配置成跨包括基波RF频率的RF频率范围放大如在第一端子和第二端子之间的RF信号。封装的RF放大器附加地包括集成无源设备，集成无源设备邻近RF晶体管安装在金属凸缘上并且电耦合到第一端子和第一引线。集成无源设备包括多个电抗部件。电抗部件的参数被调整成使得集成无源设备在低于RF频率范围的基带频率区中呈现低阻抗、呈现在RF频率范围中的RF放大器设备的固有阻抗的复共轭、并且在基波RF频率范围中的频率的二阶谐波处呈现低阻抗。
本领域技术人员在阅读以下详细描述时以及在查看附图时将认识到附加的特征和优点。
附图说明
附图的元件不一定相对于彼此成比例。相似的附图标记表示对应的类似部分。各种图示的实施例的特征可以被组合，除非它们彼此排斥。实施例在附图中被描绘，并且在下面的描述中详述。
图1描绘了根据实施例的放大器电路的电气示意图。
图2（其包括图2A和图2B）描绘了根据实施例的封装的放大器电路。图2A从平面图角度描绘了放大器以及图2B从侧视图角度描绘了放大器。
图3（其包括图3A、图3B和图3C）描绘了根据实施例的建模的阻抗匹配网络。图3A描绘了建模的阻抗匹配网络的电路示意图。图3B描绘了对于根据实施例的具有以及不具有二阶谐波调谐的建模的阻抗匹配网络的传输特性的比较。图3C描绘了对于根据实施例的跨频率范围的具有以及不具有基带终止的建模的阻抗匹配网络的传输特性的比较。
具体实施方式
根据本文中公开的实施例，公开了一种放大器电路。放大器电路包括RF放大器设备和电耦合到RF放大器设备的输出端子的阻抗匹配网络。阻抗匹配网络被配置成同时执行基波频率匹配、基带终止和二阶谐波终止。为此，阻抗匹配网络包括呈现基波范围中的RF放大器设备的固有阻抗的复共轭的第一电抗网络、在基带频率范围中呈现低阻抗的第二电抗网络、以及在基波RF频率的较高阶谐波处呈现低阻抗的第三电抗网络。
根据本文中公开的实施例，包括RF放大器设备和阻抗匹配网络的放大器电路被集成在单个设备封装内。RF放大器设备由安装在封装引线之间的封装的导电管芯焊盘上的晶体管管芯提供。阻抗匹配网络由安装在连接在晶体管管芯和封装引线之间的管芯焊盘上的无源部件（例如，电容器和电感器）的网络提供。
根据封装的放大器设备的一个有利实施例，IPD（集成无源设备）用于提供用于基波频率匹配电路、基带终止电路和二阶谐波终止电路的无源部件中的一些或全部。该设计避免了用于选择性滤波的电路板级技术的缺点，诸如由于距晶体管管芯的距离而增大的面积和降低的有效性。此外，该设计避免了依赖于接合线和分立的无源部件（例如，芯片电容器）的复杂网络的封装级选择性滤波技术的缺点，诸如交叉耦合。通过使用IPD，从设备中消除了易于交叉耦合的许多接合线。
参考图1，描绘了放大器电路100。放大器电路100包括输入端口102、输出端口104和参考电势端口106。放大器电路100附加地包括RF放大器设备108，RF放大器设备108具有电耦合到输入端口102的输入端子110、电耦合到输出端口104的输出端子112、以及电耦合到参考电势端口106的参考电势端子114。在各种实施例中，RF放大器设备108和完整的放大器电路100可以是多载波放大器、多带放大器、兼容LTE（长期演进）的放大器、兼容WCDMA（宽带码分多址）的放大器、兼容802.11（X）的放大器等。
一般来说，RF放大器设备108可以是可执行针对RF信号的放大的任何设备。在所描绘的实施例中，RF放大器设备108是晶体管设备，其中输入端子110对应于晶体管设备的控制端子或栅极端子，输出端子112对应于晶体管设备的第一负载端子（例如，漏极端子），并且参考电势端子114对应于晶体管设备的第二负载端子（例如，源极端子）。
RF放大器设备108配置成跨包括基波RF频率的RF频率范围放大跨如输入端子110与输出端子112之间的RF频率范围的RF信号。根据实施例，该频率范围是所谓的“宽带”频率范围。“宽带”频率范围是指针对RF信号的频率值的范围超过单个信道的相干带宽的事实。
在以下讨论中，具有2.0 GHz的基波（中心）频率的1.8 GHz（千兆赫兹）和2.2 GHz之间的RF频率范围被用于描述放大器电路100的参数的示例性目的。在该示例中，基波RF频率的二阶谐波位于3.6 GHz至5.4 GHz的范围内，其中基波频率的二阶谐波处于4.0 GHz处。此外，在该示例中，在RF频率范围中调制RF信号的基带信号位于显著低于RF频率范围的基带频率范围内，例如，在1.8 GHz-2.2 GHz的基波频率范围的情况下在400MHz（兆赫兹）范围内。更一般地，本文中描述的原理可以应用于各种各样的不同的频率范围，包括在100MHz到10GHz的范围内的基波频率和在若干MHz到500MHz的范围内的基带频率。
放大器电路100还包括电耦合在输出端子112和输出端口104之间的输出阻抗匹配网络116。输出阻抗匹配网络116包括串联连接在RF放大器的输出端子112与RF放大器的输出端口104之间的串联支路118以及与RF放大器的输出端口104和参考电势端子114并联的并联支路120。输出阻抗匹配网络116包括基带终止电路122、基波频率匹配电路124和二阶谐波终止电路126。基带终止电路122、基波频率匹配电路124和二阶谐波终止电路126各个由电抗部件的网络提供。在所描绘的实施例中，这些电抗部件包括电感器和电容器。如下面将进一步详细讨论的，这些电感器和电容器的参数（即，电感和电容）被具体地调整以在给定的频率范围内提供期望的频率响应。更一般地，输出阻抗匹配网络116的电抗部件可由多种部件（例如，径向短截线、传输线等）中的任一者提供，其中这些部件的参数（例如，半径、长度等）被调整以提供期望的频率响应。
基波频率匹配电路124的部件被调整使得输出阻抗匹配网络116在RF放大器设备108的输出端子112处呈现RF放大器设备108的固有阻抗在RF频率范围中的复共轭。如在本领域中通常已知的，当输入和输出阻抗被匹配为彼此的复共轭时，最佳功率传送发生。通常，诸如基于GaN的HEMT的晶体管设备具有相对低的特性输入和输出阻抗（例如，2欧姆或更小）。基波频率匹配电路124将RF放大器设备108的输出阻抗匹配到对应于系统级处的标准化值的固定值（例如，50欧姆）。以此方式，可以实现放大器电路100与系统级处的其它部件之间的最佳功率传送。使用1.8 GHz（千兆赫兹）和2.2 GHz的示例性基波频率范围，基波频率匹配电路124中的电抗部件的参数（即，电容和电感）被调整，使得在跨1.8 GHz（千兆赫兹）到2.2 GHz的整个基波频率范围发生高功率传送（例如，不大于- 2dB（分贝））。根据实施例，0dB或基本上接近于0dB的最优功率传送发生在2.0 GHz的中心频率处。
根据实施例，基波频率匹配电路124包括第一电容器128和第一电感器130。第一电容器128和第一电感器130沿着并联支路120彼此串联连接。第一电感器130的电感被调整以提供关于RF放大器设备108的特性阻抗的阻抗匹配。在所描绘的电路中，第一电感器130与RF放大器设备108的输出并联。因此，RF放大器设备108和第一电感器130的输出电容形成第一并联LC谐振器。如本领域中通常已知的，并联LC电路在谐振频率（即，一点，在该点处电抗支路电流相等且相反）处提供最大阻抗（从RF角度）。根据实施例，第一电感器130的电感被调整使得第一并联LC谐振器在2.0 GHz的中心频率处谐振。第一电容器128被配置为阻塞非常低的频率（例如，小于10MHz的频率）和DC信号的DC隔直流电容器。因此，DC隔直流电容器具有非常大的电容值。因此，在包括基波频率范围的高得多的频率值处，第一电容器128在基波频率处表现为RF短路。以此方式，当调整第一并联LC谐振器的参数时，可以忽略第一电容器128对第一并联LC谐振器的影响。
二阶谐波终止电路126的部件被调整，使得二阶谐波终止电路126在二阶谐波频率范围内在RF放大器设备108的输出端子112处呈现低阻抗。滤除RF信号的较高阶谐波分量可以显著改进设备的效率。通过减轻设备的输出处的谐波振荡，有利地控制了过渡状态期间的电压和电流波形的形状以用于最小重叠以及因此较大效率。这通过包括针对被放大的RF信号的基波频率F0的甚至更高阶谐波（例如，2F0，4F0，6F0等）的短路路径来完成。为此，二阶谐波终止电路126被调整为在基波频率（例如，在示例性基波频率范围内的4.0 GHz）的二阶谐波处提供短路路径（从RF角度）。也就是说，二阶谐波终止被设计为在该频率范围内终止RF信号，使得它们不出现在RF输出端口104处。
根据实施例，二阶谐波终止电路126包括第二电感器132和第二电容器134。第二电感器132和第二电容器134沿着阻抗匹配电路的并联支路120彼此并联。因此，第二电感器132和第二电容器134形成第二并联LC谐振器。第二LC谐振器的参数（即，第二电容器134的电容和第二电感器132的电感）被调整以提供用于RF放大器设备108的输出端子112与参考电势端子114之间的二阶谐波的低阻抗路径。第二LC谐振器的参数的这种调整计及了输出阻抗匹配网络116中的其它电抗值的集体效应，包括第一并联LC谐振器，其包括第一电感器130和RF放大器设备108的固有电容。如通常已知的，并联谐振电路随着频率值增加超过谐振频率而变得更具电容性，并且随着频率值降低到低于谐振频率而变得更具电感性。应用该原理，可以调整第二并联LC谐振器的谐振频率，使得第二并联LC谐振器在二阶谐波处相对具电感性或电容性，以便补偿RF放大器的输出端子112与参考电势端子114之间的传输路径中的其它电抗部件，例如，第一并联谐振器。也就是说，可以选择第二并联LC谐振器的参数，使得输出阻抗匹配网络116在基波频率（例如，4.0GHz）的二阶谐波处在RF放大器的输出端子112处呈现RF短路。
基带终止电路122被调整为在低于RF频率范围的基带频率区中呈现低阻抗。通过抑制这些较低频率值，可以减轻跨基带频率范围的互调制失真（IMD）的影响，由此改进放大器电路100的线性效率。选择基带终止电路122的参数（例如，电容和电感），使得阻抗匹配电路抑制这些较低频率值。也就是说，基带终止电路122为位于该范围内的频率提供从RF放大器设备108的输出端子112到参考电势端子114的低阻抗路径（从RF角度）。
根据实施例，基带终止电路122包括第一电阻器136、第三电感器138和第三电容器140。这些部件中的每个连接在输出阻抗匹配网络116的第二支路142上。输出阻抗匹配网络116的第二支路142连接在将第一电容器128直接连接到第二并联LC谐振器的第一节点143和参考电势端口之间。基带终止电路122中的部件的参数值（即，电阻、电感和电容）被选择为跨宽带基带频率区呈现低阻抗响应。使用400MHz的基带频率范围作为示例，可以选择第三电感器138和第三电容器140的参数，使得这些部件结合阻抗匹配电路的其它部件形成从RF放大器设备108的输出端子112到参考电势端子114的低阻抗路径。通过调整第一电阻器136的电阻，基带终止电路122的阻抗响应被平坦化以用于跨宽带频率范围的较好性能。也就是说，电阻器136用于使基带终止电路122的阻抗响应较不依赖于频率。
可选地，输出阻抗匹配网络116可以包括连接在放大器电路100的串联支路118和DC端子145之间的第四电感器144。第四电感器144被配置为RF扼流圈，即，在传输较低频率值的同时阻塞较高频率值的设备。该RF扼流圈可以与第一电阻器136、第三电感器138和第三电容器140结合使用，以在基带频率区中呈现低阻抗。
放大器电路100附加地包括连接在放大器电路100的输入端口102与RF放大器设备108的输入端子110之间的输入阻抗匹配网络146。在所描绘的实施例中，输入阻抗匹配网络146包括串联连接在输入端口102与RF放大器设备108的输入端子110之间的第五电感器148和第六电感器150，以及与RF放大器设备108的输入端子110和参考电势端子114并联连接的第四电容器152。根据一个实施例，第六电感器150和第四电容器152的参数以先前讨论的类似的方式被调整以用于RF放大器设备108的输入电容与基波频率范围中的板级（例如，50欧姆）处的固定阻抗值之间的阻抗匹配。
代替在图1中描绘的电路拓扑结构，输入阻抗匹配网络146可以以与如先前描述的输出阻抗匹配网络116基本上类似的方式配置。在这种情况下，输出阻抗匹配网络116的串联支路118将输入端口102连接到RF放大器设备108的输入端子110，并且并联支路120与RF放大器的输入端子110和参考电势端子114并联。在使用放大器设备的输入阻抗（例如，在MOSFET设备的情况下的栅极源极电容）作为网络匹配到的特性阻抗的同时，可以以与上述相同的方式来调整该阻抗匹配网络中的部件的参数值。在放大器电路100的不同实施例中，可以仅在输入侧、仅在输出侧、或在输入侧和输出侧两者处都提供该阻抗匹配网络拓扑结构。
参考图2，根据实施例，描绘了封装的RF放大器200。封装的RF放大器200包含参考图1描述的两个放大器电路100，两个放大器电路100彼此相邻地布置。封装的RF放大器200包括被配置成与诸如印刷电路板的另一设备对接的金属凸缘202。一对导电输入引线204远离金属凸缘202的第一侧延伸，并且一对导电输出引线206沿与输入引线204相对的方向远离金属凸缘202的第二侧延伸。这些导电输入引线204和导电输出引线206分别提供参考图1描述的放大器电路100的输入端口102和输出端口104。可选地，封装的RF放大器200包括远离邻近输出引线206的封装的侧面延伸的独立DC偏置引线208。
电绝缘窗口框架210围绕金属凸缘202的周边形成。窗口框架210使输入引线204和输出引线206与金属凸缘202绝缘。金属凸缘202的中心部分从窗口框架210暴露。金属凸缘202的此暴露部分提供用于在其上安装集成电路设备的导电管芯焊盘212。由于金属凸缘202可包括导热且导电的材料（例如，铜、铝等），因此导电管芯焊盘212可提供参考电势连接（例如，GND端子）以及配置成将热从安装于其上的集成电路设备带走的散热装置两者。
RF晶体管214安装在金属凸缘202上。这些RF晶体管214提供如先前在图1的放大器电路100中描述的RF放大器设备108。RF晶体管214可以被配置为功率晶体管，诸如MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）、DMOS（双扩散金属氧化物半导体）晶体管、GaN HEMT（氮化镓高电子迁移率晶体管）、GaN MESFET（氮化镓金属半导体场效应晶体管）、LDMOS晶体管等，以及更一般地被配置为任何类型的RF晶体管设备。
RF晶体管214包括导电输入、输出和参考电势端子。在所描绘的实施例中，参考电势端子设置于RF晶体管214的底部侧上。参考电势端子直接面对管芯焊盘212，并且例如通过导电膏被电连接到管芯焊盘212。RF晶体管214的输入和输出端子设置在RF晶体管214的与参考电势端子相对的顶部侧上。
封装的RF放大器200包括连接在RF晶体管的输出端子和输出引线206之间的如先前参考图1所描述的输出阻抗匹配网络116。输出阻抗匹配网络116的大部分无源部件由IPD（集成无源设备）216提供。IPD 216的下部侧包括参考电势端子114，参考电势端子114以与先前参考RF晶体管描述的方式类似的方式安装在管芯焊盘212上。
一般而言，术语IPD是指集成电路，其可以是基于半导体的，并且包括集成地形成在IC的端子内并且连接到IC的端子的多个无源设备。定制电路拓扑结构可以由IPD提供。在设备内制造多种不同的结构，以提供指定的无源部件（例如，电容器、电感器等）的必要频率响应。这些结构的示例包括平行板电容器、径向短截线、传输线等。
在所描绘的实施例中，导电接合线的第一集合218直接电连接在RF晶体管214的输出端子与输出引线206之间。导电接合线的第二集合220直接电连接在RF晶体管214的输出端子和集成无源设备216之间。导电接合线的第三集合222直接连接在输出引线206和DC偏置引线208之间。
导电接合线的第二集合220提供输出阻抗匹配网络116的第一电感器130，如先前参考图1所讨论的。附加地，导电接合线的第三集合222提供输出阻抗匹配网络116的第四电感器144，如先前所讨论的。如本领域普通技术人员将领会的，存在与任何导线连接相关联的某个电感。因此，在封装的RF放大器200的两个导电端子之间延伸的接合线的每个跨度提供限定的电感。可以通过调整接合线的跨度的物理参数来调节该电感值。可被调整以实现期望电感的示例性物理参数包括接合线的高度、接合线之间的分离距离、接合线的跨度的长度等。
在所描绘的实施例中，输出阻抗匹配网络116的除了第一电感器130之外的其余部件由IPD 216提供。具体地，第一电容器128、第二电容器134和第三电容器140、第二电感器132和第三电感器138以及电阻器136被并入到集成无源设备216中。在图1中提供了由IPD216涵盖的电路的轮廓154，以图示IPD 216的内部电路拓扑结构。该实施例仅仅表示IPD216的多种潜在配置的一个示例。更一般地，IPD可以用于在输出阻抗匹配网络116中提供任何一个或多个无源部件。可以在单个设备封装中连同其它设备（例如，芯片电容器等）一起提供多个分离的IPD。
再次参考图2，在设备的输入侧，输入阻抗匹配网络146如先前参考图1所描述的那样提供。第四电容器152由芯片电容器224提供，所述芯片电容器224以与先前描述的方式类似的方式安装在管芯焊盘212上并且电连接到管芯焊盘212。接合线的第四集合226电连接在输入引线204和芯片电容器224之间。接合线的第五集合228电连接在芯片电容器224和RF晶体管214的输入端子之间。接合线的第四集合226提供第五电感器148，并且接合线的第五集合218提供输入阻抗匹配网络146中的第六电感器150，如先前所描述的。如先前提及的，输入阻抗匹配网络146可以具有与第一输出阻抗匹配网络116类似的拓扑结构和功能。在这种情况下，代替芯片电容器224，集成无源设备可以安装在设备的输入侧处并且根据本文中描述的技术进行配置。
参考图3，描绘了根据提供的实施例的跨包括基带区、基波区和二阶谐波区的宽频率范围的输出阻抗匹配网络116的阻抗响应的图示。
参考图3A，描绘了根据实施例的建模的无源网络300的电路示意图。建模的无源网络300包括如先前参考图1所描述的输出阻抗匹配网络116。另外，RF放大器设备108的输出电容被建模为该网络中的第五电容器302。建模的无源网络300包括对应于如先前所描述的RF放大器设备108的输出端子112的输入端口304，以及对应于如先前所描述的放大器电路100的输出端口104的输出端口306。此外，在该模型中，DC端子145连接到参考电势端子145。
参考图3B，示出了建模的无源网络300的传输特性。第一曲线318绘制了如在输入端口304和输出端口306之间的图3A的建模的无源网络300的传输特性。第二曲线320绘制了如在无源网络的输入端口304和输出端口306之间的对应的传输特性，该无源网络与图3A的无源网络相同但不包括第二LC谐振器，即，如图3A中图示的第二电感器306和第二电容器308。相反，第一电感器310直接连接到第一电容器312。在图3B中，X轴对应于10MHz-6GHz的频率扫描，其涵盖基带、基波和二阶谐波操作区。Y轴绘制了以分贝（dB）为单位的在第一电感器130和第二端口之间的功率传送。因此，完美地传输的信号对应于0dB，而如在第一端口304和第二端口306之间良好地终止的信号具有较低的传输值，例如，低于- 5dB的值（即，大约31 %的功率比）。
如可以看到的，二阶谐波终止电路126有利地抑制基波频率范围（即，处于或接近4.3 GHz的频率）中的频率的二阶谐波。同时，基波频率（即，处于或接近2.15 GHz的频率）被良好地传送，因为功率的改变为0dB。此外，包括二阶谐波终止电路126不会有意义地降级二阶谐波频率范围之外的信号的传送。
参考图3C，根据另一个实施例，示出了建模的无源网络300的传输特性。第三曲线322绘制了如在输入端口304和输出端口306之间的图3A的建模的无源网络300的传输特性。第四曲线314描绘了如在无源网络的输入端口304和输出端口306之间的对应的传输特性，该无源网络与图3A的无源网络相同但不包括基带终止电路122。因此，从电路移除第二支路142和第四电感器144。在图中，X轴对应于10MHz-6GHz的频率扫描，其涵盖基带、基波和二阶谐波操作区。这些值以对数刻度绘制，使得基带操作区被更清楚地图示。Y轴绘制了以分贝（dB）为单位的如在第一端口304和第二端口306之间的功率传送。因此，完美地传输的信号对应于0dB，而如在第一端口304和第二端口306之间良好地终止的信号具有较低的传输值，例如，低于- 5dB的值（即，大约31 %的功率比）。
如可以看到的，基带终止电路122有利地抑制基带频率区（即，10Hz与约560MHz之间的频率）中的频率值。此外，基带终止电路122的阻抗响应相对平坦，意味着基带终止电路122提供独立于频率的基带终止。同时，基波频率（即，处于或接近2.15 GHz的频率）被良好地传送。因此，基带终止电路122不降级基带范围之外的阻抗匹配电路的性能。
本文中所使用的诸如“相同”、“匹配”和“相匹配”的术语旨在意指相同的、几乎相同的或近似的，使得在不脱离本发明的精神的情况下设想某一合理的变化量。术语“恒定”意味着不改变或变化，或再次稍微改变或变化，使得在不脱离本发明的精神的情况下设想某一合理的变化量。此外，诸如“第一”、“第二”等术语用于描述各种元件、区、区段等并且也不旨在是限制性的。在整个说明书中，相同的术语指代相同的元件。
术语“直接电连接”或“电连接”描述了电连接元件之间的永久低阻抗连接，例如相关元件之间的导线连接。相比之下，术语“电耦合”意指被配置成以某种方式（在实数或者虚数域中）影响电信号的一个或多个中间元件被提供在电耦合元件之间。这些中间元件包括诸如晶体管的有源元件、以及无源元件，诸如电感器、电容器、二极管、电阻器等。
为了便于描述，使用空间相对的术语（诸如“下方”、“之下”、“下部”、“上”、“上部”等）来解释一个元件相对于第二元件的定位。这些术语旨在涵盖除了与附图中描绘的那些取向不同的取向之外的设备的不同取向。
如本文中所使用的，术语“具有”、“含有”、“包括”、“包含”等是开放式术语，其指示所陈述元件或特征的存在，但不排除附加的元件或特征。冠词“一”、“一个”和“所述”旨在包括复数以及单数，除非上下文另外清楚地指示。
考虑到变化和应用的上述范围，应当理解，本发明不受前面的描述的限制，也不受附图的限制。作为替代，本发明仅由以下权利要求及其法律等同物限制。