阅读说明：本技术 一种并联输入串联输出的高升压隔离型直流变换器 (High-boost isolated DC converter with parallel input and series output ) 是由 张善路 李磊 于 2020-04-13 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种并联输入串联输出的高升压隔离型直流变换器。该变换器拓扑结构由电流型推挽电路模块和有源钳位反激电路模块构成了具有输入电压可调、输出电压高增益的隔离型直流变换器；电气连接为电流型推挽电路模块、有源钳位反激电路模块输入侧并联和输出侧串联,并联输入连接可以承受大电流输入减小了电流纹波,串联输出连接增加了输出电压增益；其中电流型推挽电路模块实现了零电压开通和零电流关断,减少了开关损耗,提高了工作效率和降低了电磁干扰；有源钳位反激电路模块则辅助输出电压的调节,实现最大功率分配下的最高效率转换。本发明输入电压可调、可宽负载运行,具有电路结构简单、开关损耗小、转换效率高、输出电压增益高等优点。(The invention discloses a high-boost isolated direct current converter with parallel input and series output. The converter topological structure is characterized in that an isolated direct current converter with adjustable input voltage and high output voltage gain is formed by a current type push-pull circuit module and an active clamping flyback circuit module; the electric connection is that the input sides of the current type push-pull circuit module and the active clamping flyback circuit module are connected in parallel and the output side is connected in series, the parallel input connection can bear heavy current input to reduce current ripples, and the series output connection increases output voltage gain; the current type push-pull circuit module realizes zero-voltage switching-on and zero-current switching-off, reduces switching loss, improves working efficiency and reduces electromagnetic interference; the active clamp flyback circuit module assists in adjusting output voltage, and maximum efficiency conversion under maximum power distribution is achieved. The invention has the advantages of adjustable input voltage, wide load operation, simple circuit structure, small switching loss, high conversion efficiency, high output voltage gain and the like.)

一种并联输入串联输出的高升压隔离型直流变换器

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别是一种并联输入串联输出的高升压隔离型直流变换器。

背景技术

随着科学技术和社会经济的快速发展，能源消耗与环境保护问题日益突出，化石燃料的使用对环境污染如雾霾、温室效应等问题越来越严重。大规模开发利用太阳能、风能、氢能、生物质能和海洋能等新能源是解决这些问题的有效途径。直流变换器是太阳能、风能及燃料电池等新能源发电系统的关键组成部分，其性能直接关系到新能源发电系统的整体技术、投入回报率及可持续发展。进一步提高变换器的传输效率、可靠性、减小体积和降低成本具有十分重要意义。

日本学者AlsbachW.等在上世纪八十年代首次探讨了并联电感谐振型推挽变换器在通信卫星上的应用。其功率管的开关频率需小于谐振频率以确保S1与S2在开通之前两端电压谐振到零，实现零电压开通(ZVS)。该方案虽然采用固定频率调节，但电压增益独立于负载并仅取决于变压器的匝比，因而只能作为一个直流变压器应用。为了实现电压增益可调和S1与S2的零电压开通(ZVS)，EdryD.等将LC滤波器改为容性滤波。通过调节开关频率即可以实现调压，但是调节范围受限。近年来，针对其在新能源供电系统的应用，提出采用LCL谐振网络以实现功率管的零电压开通(ZVS)及副边二极管的零电流关断(ZCS)，其中谐振电感主要由变压器漏感组成，该变换器占空比必须固定在0.5，但是输出电压仍不可调。

推挽直流变换器具有结构简单、电气隔离、变压器利用率高等优点，常应用于分布式电源发电系统中，传统的推挽类变换器存在硬开关损耗大、电气应力高等问题，已有电压、电流优化型推挽变换器仍然存在变频调节，磁性元件优化设计困难，箝位吸收电路结构复杂，双向变换环流损耗大及多相结构局限于硬开关工作、开关损耗大等问题。

发明内容

本发明目的在于提供一种电路结构简单、开关损耗小、转换效率高、输出电压增益高，且输入电压可调、可宽负载运行的并联输入串联输出的高升压隔离型直流变换器。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种并联输入串联输出的高升压隔离型直流变换器，包括电流型推挽电路模块以及有源钳位反激电路模块，该电流型推挽电路模块、有源钳位反激电路模块输入侧并联、输出侧串联；

所述电流型推挽电路模块包括第一直流输入电压源、第一输入电感、第一输入电容、第二谐振电容、第一变压器、第一激励电感、第二激励电感、第一漏感抗、第二漏感抗、第一MOSFET管、第二MOSFET管、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一输出电容、第一输出电压源；电流型推挽电路模块用于零电压开通和零电流关断；

所述有源钳位反激电路模块包括第三箝位电容、第三MOSFET管、第四MOSFET管、第五MOSFET管、第二变压器、第三激励电感、第三漏感抗、第二输出电容；有源钳位反激电路模块用于辅助输出电压的调节。

进一步地，所述第一直流输入电压源的正极同时与第一输入电感的一端、第一输入电容的正极、第三箝位电容的正极、第三漏感抗的一端相连；第一直流输入电压源的负极同时与第一输入电容的负极、第二谐振电容的负极、第一MOSFET管源极、第二MOSFET管源极、第三MOSFET管源极相连；第一漏感抗、第二漏感抗与第一变压器串联；第一激励电感、第二激励电感与第一变压器并联；第一MOSFET管漏极与第一漏感抗的一端相连；第二MOSFET管漏极与第二漏感抗的一端相连；第一漏感抗的另一端与第一激励电感的一端相连，第二漏感抗的另一端与第二激励电感的一端相连，第一激励电感的另一端与第二激励电感的另一端相连；第一输入电感的另一端与第二谐振电容的正极相连且公共端接入第一激励电感、第二激励电感的公共端；

所述第一二极管和第三二极管串联；第二二极管和第四二极管串联；第一二极管正极和第三二极管负极与变压器副边一端相连；第二二极管正极和第四二极管负极与变压器副边另一端相连；第三漏感抗与第二变压器串联，第三激励电感与第二变压器并联，第三箝位电容的正极与第三漏感抗的一端相连，第三漏感抗的另一端与第三激励电感的一端相连；第四MOSFET管漏极与第三箝位电容的负极相连；第四MOSFET管源极分别与第三MOSFET管漏极、第三激励电感的另一端相连；第五MOSFET管的漏极与第二变压器的副边一端相连；第五MOSFET管源极与第二输出电容负极相连；第二输出电容正极分别与第二变压器的副边另一端、第一输出电容负极相连；第一输出电容、第二输出电容串联后与第一输出电压源并联。

进一步地，第一～第五MOSFET管MOSFET管分别附加第一～五反并联二极管以及第一～五并联寄生电容，具有续流能力。

进一步地，第一～第五MOSFET管的栅极和源极之间均接收外部电路提供的控制驱动信号，每只MOSFET管的控制驱动信号由正弦调制波e_m与同幅、同频三角载波e_i比较决定。

进一步地，所述电流型推挽电路模块在一个开关周期内包括8个工作状态，令t_i表示时间点，i＝0,1,2,3,4,5,6,7,8，具体如下：

在t₀～t₁，第一MOSFET管开通；电流通过第一变压器原边绕组将能量传输到副边，电流经过第一MOSFET管的漏源极时在第一漏感抗和第二谐振电容之间产生谐振，此时第一变压器的第一激励电感充电，励磁电流呈线性化上升直到t₁时刻结束；

在t₁～t₂，第一MOSFET管关断；第一励磁电流I_m1开始减少，与此同时第二励磁电流I_m2开始增加，由基尔霍夫定律，此时谐振电流I_r等于第一励磁电流I_m1和第二励磁电流I_m2之差，当到达t₂时刻，根据第一变压器磁通平衡关系，第一励磁电流I_m1和第二励磁电流I_m2相交到一个中间值，为最大励磁电流I_m(max)的一半；谐振电流I_r降至零，开关S₁在零电流下关断即ZCS；第一励磁电流I_m1、第二励磁电流I_m2分别为第一激励电感、第二激励电感产生的励磁电流；

在t₂～t₃，当谐振完成后，第一激励电感、第二激励电感产生的励磁电流为第一MOSFET管的第一并联寄生电容充电，使第二MOSFET管的第二并联寄生电容放电；因此，当第一MOSFET管充电至第二谐振电容的两倍电压时，第二MOSFET管上的电压降为零；

在t₃～t₄，当第二MOSFET管的第二并联寄生电容放电完全时，第二MOSFET管实现零电压开通，第二反并联二极管正向导通；

在t₄～t₅，第二MOSFET管开通；电流通过第一变压器原边绕组将能量传输到副边；电流经过第二MOSFET管的漏、源极时在第二漏感抗和第二谐振电容之间产生谐振；此时第一变压器的第二激励电感充电，励磁电流呈线性化上升直到t₅时刻结束；

在t₅～t₆，第二励磁电流I_m2开始减少，与此同时第一励磁电流I_m1开始增加；由基尔霍夫定律，此时谐振电流I_r等于第一励磁电流I_m1和第二励磁电流I_m2之差；当到达t₆时刻，根据第一变压器磁通平衡关系，第一励磁电流I_m1和第二励磁电流I_m2相交到一个中间值，为最大励磁电流I_m的一半；谐振电流I_r降至零，开关S₂在零电流下关断(ZCS)；

在t₆～t₇，当谐振完成后，第一激励电感、第二激励电感产生的励磁电流为第二MOSFET管的第二并联寄生电容充电，使第一MOSFET管的第一并联寄生电容放电；因此，当第二MOSFET管充电至第二谐振电容的两倍电压时，第一MOSFET管上的电压降为零；

在t₇～t₈，当第一MOSFET管的第一并联寄生电容放电完全时，第一MOSFET管实现零电压开通，第一反并联二极管正向导通。

进一步地，设定整个变换器输入电压范围24V～32V，固定开关频率500kHz，第一变压器电压变比1:12，输出电压400V；

有源钳位反激电路模块根据不同的输入电压，通过控制占空比的大小使自身电路工作在升压或者降压模式，以对整个输出电压设定值400V进行补偿；若输入电压为24V，电流型推挽电路模块输出电压则为288V，此时有源钳位反激电路模块通过调节占空比的大小使自身工作在升压模式，输出电压为112V；若输入电压为32V，电流型推挽电路模块输出电压则为384V，此时有源钳位反激电路模块通过调节占空比的大小使自身工作在降压模式，输出电压为16V。

本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)电流型推挽电路模块、有源钳位反激电路模块输入侧并联、输出侧串联，并联输入连接可以承受大电流输入减小了电流纹波，而串联输出连接增加了输出电压增益；(2)电流源型推挽变换器可以实现零电压开通(ZVS)和零电流关断(ZCS)，减少了开关损耗，提高了工作效率和降低了电磁干扰；(3)有源钳位反激电路模块可以辅助实现输出电压的调节，保证在输入电压最小时传输的能量最大，以及在输入电压最大时传输的能量最小，从而实现最大功率分配下的最高效率转换。

附图说明

图1是本发明并联输入串联输出的高升压隔离型直流变换器的结构示意图。

图2是本发明稳态工作模式波形理论分析图。

具体实施方式

本发明一种并联输入串联输出的高升压隔离型直流变换器，包括电流型推挽电路模块以及有源钳位反激电路模块，该电流型推挽电路模块、有源钳位反激电路模块输入侧并联、输出侧串联。

所述电流型推挽电路模块包括第一直流输入电压源V_in、第一输入电感L_in、第一输入电容C_in、第二谐振电容C_r、第一变压器T₁、第一激励电感L_m1、第二激励电感L_m2、第一漏感抗L_k1、第二漏感抗L_k2、第一MOSFET管S₁、第二MOSFET管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第一输出电容C_o1、第一输出电压源V_o；电流型推挽电路模块用于零电压开通和零电流关断；

所述有源钳位反激电路模块包括第三箝位电容C_L、第三MOSFET管S₃、第四MOSFET管S₄、第五MOSFET管S₅、第二变压器T₂、第三激励电感L_m3、第三漏感抗L_k3、第二输出电容C_o2；有源钳位反激电路模块用于辅助输出电压的调节，保证在输入电压最小时，传输的能量最大以及在输入电压最大时传输的能量最小，从而实现最大功率分配下的最高效率转换。

所述第一直流输入电压源V_in的正极同时与第一输入电感L_in的一端、第一输入电容C_in的正极、第三箝位电容C_L的正极、第三漏感抗L_k3的一端相连；第一直流输入电压源V_in的负极同时与第一输入电容C_in的负极、第二谐振电容C_r的负极、第一MOSFET管S₁源极、第二MOSFET管S₂源极、第三MOSFET管S₃源极相连；第一漏感抗L_k1、第二漏感抗L_k2与第一变压器T₁串联；第一激励电感L_m1、第二激励电感L_m2与第一变压器T₁并联；第一MOSFET管S₁漏极与第一漏感抗L_k1的一端相连；第二MOSFET管S₂漏极与第二漏感抗L_k2的一端相连；第一漏感抗L_k1的另一端与第一激励电感L_m1的一端相连，第二漏感抗L_k2的另一端与第二激励电感L_m2的一端相连，第一激励电感L_m1的另一端与第二激励电感L_m2的另一端相连；第一输入电感L_in的另一端与第二谐振电容C_r的正极相连且公共端接入第一激励电感L_m1、第二激励电感L_m2的公共端；

所述第一二极管D₁和第三二极管D₃串联；第二二极管D₂和第四二极管D₄串联；第一二极管D₁正极和第三二极管D₃负极与变压器副边一端相连；第二二极管D₂正极和第四二极管D₄负极与变压器副边另一端相连；第三漏感抗L_k3与第二变压器T₂串联，第三激励电感L_m3与第二变压器T₂并联，第三箝位电容C_L的正极与第三漏感抗L_k3的一端相连，第三漏感抗L_k3的另一端与第三激励电感L_m3的一端相连；第四MOSFET管S₄漏极与第三箝位电容C_L的负极相连；第四MOSFET管S₄源极分别与第三MOSFET管S₃漏极、第三激励电感L_m3的另一端相连；第五MOSFET管S₅的漏极与第二变压器T₂的副边一端相连；第五MOSFET管S₅源极与第二输出电容C_o2负极相连；第二输出电容C_o2正极分别与第二变压器T₂的副边另一端、第一输出电容C_o1负极相连；第一输出电容C_o1、第二输出电容C_o2串联后与第一输出电压源V_o并联。

进一步地，第一～第五MOSFET管S₁～S₅MOSFET管分别附加第一～五反并联二极管D_s1～D_s5以及第一～五并联寄生电容C_s1～C_s5，具有续流能力。

进一步地，第一～第五MOSFET管S₁～S₅的栅极和源极之间均接收外部电路提供的控制驱动信号，每只MOSFET管的控制驱动信号由正弦调制波e_m与同幅、同频三角载波e_i比较决定。

进一步地，所述电流型推挽电路模块在一个开关周期内包括8个工作状态，令t_i表示时间点，i＝0,1,2,3,4,5,6,7,8，具体如下：

在t₀～t₁，第一MOSFET管S₁开通；电流通过第一变压器T₁原边绕组将能量传输到副边，电流经过第一MOSFET管S₁的漏源极时在第一漏感抗L_k1和第二谐振电容C_r之间产生谐振，此时第一变压器T₁的第一激励电感L_m1充电，励磁电流呈线性化上升直到t₁时刻结束；

在t₁～t₂，第一MOSFET管S₁关断；第一励磁电流I_m1开始减少，与此同时第二励磁电流I_m2开始增加，由基尔霍夫定律，此时谐振电流I_r等于第一励磁电流I_m1和第二励磁电流I_m2之差，当到达t₂时刻，根据第一变压器T₁磁通平衡关系，第一励磁电流I_m1和第二励磁电流I_m2相交到一个中间值，为最大励磁电流I_mmax的一半；谐振电流I_r降至零，开关S₁在零电流下关断即ZCS；第一励磁电流I_m1、第二励磁电流I_m2分别为第一激励电感L_m1、第二激励电感L_m2产生的励磁电流；

在t₂～t₃，当谐振完成后，第一激励电感L_m1、第二激励电感L_m2产生的励磁电流为第一MOSFET管S₁的第一并联寄生电容C_s1充电，使第二MOSFET管S₂的第二并联寄生电容C_s2放电；因此，当第一MOSFET管S₁充电至第二谐振电容C_r的两倍电压时，第二MOSFET管S₂上的电压降为零；

在t₃～t₄，当第二MOSFET管S₂的第二并联寄生电容C_s2放电完全时，第二MOSFET管S₂实现零电压开通，第二反并联二极管D_s2正向导通；

在t₄～t₅，第二MOSFET管S₂开通；电流通过第一变压器T₁原边绕组将能量传输到副边；电流经过第二MOSFET管S₂的漏、源极时在第二漏感抗L_k2和第二谐振电容C_r之间产生谐振；此时第一变压器T₁的第二激励电感L_m2充电，励磁电流呈线性化上升直到t₅时刻结束；

在t₅～t₆，第二励磁电流I_m2开始减少，与此同时第一励磁电流I_m1开始增加；由基尔霍夫定律，此时谐振电流I_r等于第一励磁电流I_m1和第二励磁电流I_m2之差；当到达t₆时刻，根据第一变压器T₁磁通平衡关系，第一励磁电流I_m1和第二励磁电流I_m2相交到一个中间值，为最大励磁电流I_mmax的一半；谐振电流I_r降至零，开关S₂在零电流下关断ZCS；

在t₆～t₇，当谐振完成后，第一激励电感L_m1、第二激励电感L_m2产生的励磁电流为第二MOSFET管S₂的第二并联寄生电容C_s2充电，使第一MOSFET管S₁的第一并联寄生电容C_s1放电；因此，当第二MOSFET管S₂充电至第二谐振电容C_r的两倍电压时，第一MOSFET管S₁上的电压降为零；

在t₇～t₈，当第一MOSFET管S₁的第一并联寄生电容C_s1放电完全时，第一MOSFET管S₁实现零电压开通ZVS，第一反并联二极管D_s1正向导通。

本发明并联输入串联输出的高升压隔离型直流变换器，其工作原理为：设定整个变换器输入电压范围24V～32V，固定开关频率500kHz，第一变压器T₁电压变比1:12，输出电压400V。其中电流型推挽电路模块由于高电压变比负责大部分能量的传输和变换，因此使得输出电压范围波动较大。为保证输出电压稳定，此时有源钳位反激电路模块可以根据不同的输入电压，通过软件控制占空比的大小使自身电路工作在升压或者降压模式，以对整个输出电压设定值400V进行补偿。若输入电压为24V，电流型推挽电路模块输出电压则为288V，此时有源钳位反激电路模块通过调节占空比的大小使其工作在升压模式，输出电压为112V；若输入电压为32V，电流型推挽电路模块输出电压则为384V，此时有源钳位反激电路模块通过调节占空比的大小使其工作在降压模式，输出电压为16V。因此，实现了在输入电压最小时，传输的能量最大以及在输入电压最大时传输的能量最小，从而实现最大功率分配下的高效率高升压转换。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。

实施例

结合图1所示，本实施例一种并联输入串联输出的高升压隔离型直流变换器，该变换器电路是由电流型推挽电路模块和有源钳位反激电路模块两者输入侧电路并联和输出侧电路串联组成。

在本发明实施例中，所述电流型推挽电路模块包括第一直流输入电压源V_in、第一输入电感L_in、第一输入电容C_in、第二谐振电容C_r、第一变压器T₁、第一激励电感L_m1、第二激励电感L_m2、第一漏感抗L_k1、第二漏感抗L_k2、第一MOSFET管S₁、第二MOSFET管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第一输出电容C_o1、第一输出电压源V_o。

在本发明实施例中，所述有源钳位反激电路模块包括第三箝位电容C_L、第三MOSFET管S₃、第四MOSFET管S₄、第五MOSFET管S₅、第二变压器T₂、第三激励电感L_m3、第三漏感抗L_k3、第二输出电容C_o2。

所述第一直流输入电压源V_in的正极同时与第一输入电感L_in的一端、第一输入电容C_in的正极、第三箝位电容C_L的正极、第三漏感抗L_k3的一端相连；第一直流输入电压源V_in的负极同时与第一输入电容C_in的负极、第二谐振电容C_r的负极、第一MOSFET管S₁源极、第二MOSFET管S₂源极、第三MOSFET管S₃源极相连；第一漏感抗L_k1、第二漏感抗L_k2与第一变压器T₁串联；第一激励电感L_m1、第二激励电感L_m2与第一变压器T₁并联；第一MOSFET管S₁漏极与第一漏感抗L_k1的一端相连；第二MOSFET管S₂漏极与第二漏感抗L_k2的一端相连；第一漏感抗L_k1的另一端与第一激励电感L_m1的一端相连，第二漏感抗L_k2的另一端与第二激励电感L_m2的一端相连，第一激励电感L_m1的另一端与第二激励电感L_m2的另一端相连；第一输入电感L_in的另一端与第二谐振电容C_r的正极相连且公共端接入第一激励电感L_m1、第二激励电感L_m2的公共端；

所述第一二极管D₁和第三二极管D₃串联；第二二极管D₂和第四二极管D₄串联；第一二极管D₁正极和第三二极管D₃负极与变压器副边一端相连；第二二极管D₂正极和第四二极管D₄负极与变压器副边另一端相连；第三漏感抗L_k3与第二变压器T₂串联，第三激励电感L_m3与第二变压器T₂并联，第三箝位电容C_L的正极与第三漏感抗L_k3的一端相连，第三漏感抗L_k3的另一端与第三激励电感L_m3的一端相连；第四MOSFET管S₄漏极与第三箝位电容C_L的负极相连；第四MOSFET管S₄源极分别与第三MOSFET管S₃漏极、第三激励电感L_m3的另一端相连；第五MOSFET管S₅的漏极与第二变压器T₂的副边一端相连；第五MOSFET管S₅源极与第二输出电容C_o2负极相连；第二输出电容C_o2正极分别与第二变压器T₂的副边另一端、第一输出电容C_o1负极相连；第一输出电容C_o1、第二输出电容C_o2串联后与第一输出电压源V_o并联。

在本发明实施例中，所述第一～第五MOSFET管S₁～S₅MOSFET管分别附加第一～五反并联二极管D_s1～D_s5以及第一～五并联寄生电容C_s1～C_s5，具有续流能力。

结合图2，在本发明实施例中，第一～第五MOSFET管S₁～S₅的栅极和源极之间均接收外部电路提供的控制驱动信号，每只MOSFET管的控制驱动信号由正弦调制波e_m与同幅、同频三角载波e_i比较决定。

所述电流型推挽电路模块在一个开关周期内包括8个工作状态，令t_i表示时间点，i＝0,1,2,3,4,5,6,7,8，具体如下：

在t₀～t₁，第一MOSFET管S₁开通；电流通过第一变压器T₁原边绕组将能量传输到副边，电流经过第一MOSFET管S₁的漏源极时在第一漏感抗L_k1和第二谐振电容C_r之间产生谐振，此时第一变压器T₁的第一激励电感L_m1充电，励磁电流呈线性化上升直到t₁时刻结束；

在t₁～t₂，第一MOSFET管S₁关断；第一励磁电流I_m1开始减少，与此同时第二励磁电流I_m2开始增加，由基尔霍夫定律，此时谐振电流I_r等于第一励磁电流I_m1和第二励磁电流I_m2之差，当到达t₂时刻，根据第一变压器T₁磁通平衡关系，第一励磁电流I_m1和第二励磁电流I_m2相交到一个中间值，为最大励磁电流I_mmax的一半；谐振电流I_r降至零，开关S₁在零电流下关断即ZCS；第一励磁电流I_m1、第二励磁电流I_m2分别为第一激励电感L_m1、第二激励电感L_m2产生的励磁电流；

在t₂～t₃，当谐振完成后，第一激励电感L_m1、第二激励电感L_m2产生的励磁电流为第一MOSFET管S₁的第一并联寄生电容C_s1充电，使第二MOSFET管S₂的第二并联寄生电容C_s2放电；因此，当第一MOSFET管S₁充电至第二谐振电容C_r的两倍电压时，第二MOSFET管S₂上的电压降为零；

在t₃～t₄，当第二MOSFET管S₂的第二并联寄生电容C_s2放电完全时，第二MOSFET管S₂实现零电压开通，第二反并联二极管D_s2正向导通；

在t₄～t₅，第二MOSFET管S₂开通；电流通过第一变压器T₁原边绕组将能量传输到副边；电流经过第二MOSFET管S₂的漏、源极时在第二漏感抗L_k2和第二谐振电容C_r之间产生谐振；此时第一变压器T₁的第二激励电感L_m2充电，励磁电流呈线性化上升直到t₅时刻结束；

在t₅～t₆，第二励磁电流I_m2开始减少，与此同时第一励磁电流I_m1开始增加；由基尔霍夫定律，此时谐振电流I_r等于第一励磁电流I_m1和第二励磁电流I_m2之差；当到达t₆时刻，根据第一变压器T₁磁通平衡关系，第一励磁电流I_m1和第二励磁电流I_m2相交到一个中间值，为最大励磁电流I_mmax的一半；谐振电流I_r降至零，开关S₂在零电流下关断ZCS；

在t₆～t₇，当谐振完成后，第一激励电感L_m1、第二激励电感L_m2产生的励磁电流为第二MOSFET管S₂的第二并联寄生电容C_s2充电，使第一MOSFET管S₁的第一并联寄生电容C_s1放电；因此，当第二MOSFET管S₂充电至第二谐振电容C_r的两倍电压时，第一MOSFET管S₁上的电压降为零；

在t₇～t₈，当第一MOSFET管S₁的第一并联寄生电容C_s1放电完全时，第一MOSFET管S₁实现零电压开通ZVS，第一反并联二极管D_s1正向导通。

在本发明实施例中，所述基于并联输入串联输出的高升压隔离型直流变换器，其工作原理：设定整个变换器输入电压范围24V～32V，固定开关频率500kHz，第一变压器T₁电压变比1:12，输出电压400V。其中电流型推挽电路模块由于高电压变比负责大部分能量的传输和变换，因此使得输出电压范围波动较大。为保证输出电压稳定，此时有源钳位反激电路模块可以根据不同的输入电压，通过软件控制占空比的大小使自身电路工作在升压或者降压模式，以对整个输出电压设定值400V进行补偿。若输入电压为24V，电流型推挽电路模块输出电压则为288V，此时有源钳位反激电路模块通过调节占空比的大小使自身工作在升压模式，输出电压为112V；若输入电压为32V，电流型推挽电路模块输出电压则为384V，此时有源钳位反激电路模块通过调节占空比的大小使自身工作在压模式，输出电压为16V。。因此，实现了在输入电压最小时，传输的能量最大以及在输入电压最大时传输的能量最小，从而实现最大功率分配下的高效率高升压转换。

本实施例构建出的新型高效高升压隔离型直流变换器。该变换器拓扑结构由电流源型推挽变换器和有源钳位反激变换器两部分有机组成，构成了一种新型的具有输入电压可调、输出电压高增益的隔离型直流变换器。其电气连接为两变换器输入侧并联和输出侧串联：并联输入连接可以承受大电流输入减小了电流纹波；而串联输出连接增加了输出电压增益。其中电流源型推挽变换器可以实现零电压开通ZVS和零电流关断ZCS，减少了开关损耗，提高了工作效率和降低了电磁干扰；有源钳位反激变换器则可以辅助实现输出电压的调节，从而实现最大功率分配下的最高效率转换。因此，本发明具有电路结构简单，输入电压可调、可宽负载运行，开关损耗小，转换效率高，输出电压增益高等优点。本发明在分布式电源系统中，如光伏控制器、电动汽车及分布式微电网高效的升压型DC-DC电能变换中都有着明显的优势，未来具有广泛的应用价值。