阅读说明：本技术 一种宽输入范围的双向隔离dcdc变换器 (Bidirectional isolation DCDC converter with wide input range ) 是由 丁庆 赵宇明 艾精文 李艳 梁晖 于 2020-04-27 设计创作，主要内容包括：本发明涉及一种宽输入范围的双向隔离DCDC变换器,包括第一级变换器,包括三电平双向DCDC变换器和第一控制模块,三电平双向DCDC变换器的输入端与第一电源/第一负载对应相连；第二级变换器,包括三电平双向隔离变换器和第二控制模块,三电平双向隔离变换器的输入端与三电平双向DCDC变换器的输出端对应相连,三电平双向隔离变换器的输出端与第二负载/第二电源对应相连；中压模块,包括第一电容和第二电容；主控模块,用于获取中压模块的均衡方式,根据均衡方式选择第一级变换器和/或第二级变换器对中压模块进行中压均衡控制。该变换器能够适应较宽的输入电压范围,且效率高,同时在两级电路的控制上均加入了中压均衡控制,运行更为灵活可靠。(The invention relates to a bidirectional isolation DCDC converter with a wide input range, which comprises a first-stage converter, a second-stage converter and a third-stage converter, wherein the first-stage converter comprises a three-level bidirectional DCDC converter and a first control module; the second-stage converter comprises a three-level bidirectional isolation converter and a second control module, wherein the input end of the three-level bidirectional isolation converter is correspondingly connected with the output end of the three-level bidirectional DCDC converter, and the output end of the three-level bidirectional isolation converter is correspondingly connected with a second load/a second power supply; the medium-voltage module comprises a first capacitor and a second capacitor; and the main control module is used for acquiring the balance mode of the medium-voltage module and selecting the first-stage converter and/or the second-stage converter to perform medium-voltage balance control on the medium-voltage module according to the balance mode. The converter can adapt to a wider input voltage range, is high in efficiency, simultaneously adds medium-voltage balance control on the control of two stages of circuits, and is more flexible and reliable in operation.)

一种宽输入范围的双向隔离DCDC变换器

技术领域

本发明涉及电源技术领域，特别是涉及一种宽输入范围的双向隔离DCDC变换器。

背景技术

双向隔离DCDC变换器应用越来越广泛，目前常用的双向隔离DCDC变换器有双有源全桥式(DAB)、谐振变换式(LLC)等，其中，双有源全桥式虽然能够适应较宽的输入电压范围，但由于原副边之间存在环流，效率受影响；谐振变换式虽然能够有效提高变换器的效率，但由于工作点只能在谐振点附近变化，故不能适应较宽的输入电压范围。

发明内容

基于此，有必要提供一种宽输入范围的双向隔离DCDC变换器，不仅能够适应较宽的输入电压范围，而且效率高。

一种宽输入范围的双向隔离DCDC变换器，包括：

第一级变换器，包括三电平双向DCDC变换器和第一控制模块，三电平双向DCDC变换器的输入端与第一电源/第一负载对应相连，第一控制模块用于控制三电平双向DCDC变换器进行电压转换；

第二级变换器，包括三电平双向隔离变换器和第二控制模块，三电平双向隔离变换器的输入端与三电平双向DCDC变换器的输出端对应相连，三电平双向隔离变换器的输出端与第二负载/第二电源对应相连，第二控制模块用于控制三电平双向隔离变换器进行电压转换；

中压模块，包括第一电容和第二电容，第一电容的一端与三电平双向DCDC变换器的第一输出端和三电平双向隔离变换器的第一输入端相连，第二电容的一端与第一电容的另一端、三电平双向DCDC变换器的第二输出端和三电平双向隔离变换器的第二输入端相连，第二电容的另一端与三电平双向DCDC变换器的第三输出端和三电平双向隔离变换器的第三输入端相连，用于对中间电压滤波处理；

主控模块，主控模块与第一级变换器和第二级变换器相连，用于获取中压模块的均衡方式，根据均衡方式选择第一级变换器和/或第二级变换器对中压模块进行中压均衡控制。

在其中一个实施例中，均衡方式包括第一系数K1和第二系数K2，且K1+K2＝1，其中，

当K1＝1时，选择第一级变换器对中压模块进行中压均衡控制；

当0＜K1＜1时，选择第一级变换器和第二级变换器对中压模块进行中压均衡控制；

当K1＝0时，选择第二级变换器对中压模块进行中压均衡控制。

在其中一个实施例中，三电平双向DCDC变换器包括：

第一电感、第二电感和输入电容，第一电感的一端作为三电平双向DCDC变换器的第一输入端，第二电感的一端作为三电平双向DCDC变换器的第二输入端，输入电容的两端与三电平双向DCDC变换器的第一输入端和第二输入端对应相连；

从上至下依次串联连接的第一至第四开关管，且第一开关管的第一端作为三电平双向DCDC变换器的第一输出端，第一开关管与第二开关管的连接点与第一电感的另一端相连，第二开关管与第三开关管的连接点作为三电平双向DCDC变换器的第二输出端，第三开关管与第四开关管的连接点与第二电感的另一端相连，第四开关管的第二端作为三电平双向DCDC变换器的第三输出端。

在其中一个实施例中，第一控制模块包括：

中压控制单元，用于根据中间电压、中间电压目标值和输入电流采用双闭环控制策略获得三电平双向DCDC变换器的第一占空比；

第一均压控制单元，用于根据第二电容的电压、均压目标值和第一系数获取第一调节量；

第一信号调制单元，用于根据第一占空比和第一调节量生成三电平双向DCDC变换器的控制信号。

在其中一个实施例中，中压控制单元包括：第一减法器、第一调节器、第二减法器和第二调节器，第一减法器用于计算中间电压目标值与中间电压之间的差值获得第一电压差值，第一调节器用于对第一电压差值进行调节获得输入电流目标值，第二减法器用于计算输入电流目标值与输入电流之间的差值获得第一电流差值，第二调节器用于对第一电流差值进行调节获得第一占空比；

第一均压控制单元包括：第三减法器、第三调节器和第一乘法器，第三减法器用于计算均压目标值与第二电容的电压之间的差值获得第二电压差值，第三调节器用于对第二电压差值进行调节获得第二调节量，第一乘法器用于计算第二调节量与第一系数的乘积获得第一调节量；

第一信号调制单元包括：第一加法器、第一比较器、第一反相器、第四减法器、第五减法器、第二比较器和第二反相器，第一加法器用于计算第一占空比与第一调节量之和获得第二占空比，第一比较器用于根据第二占空比和预设载波获得第二控制信号，第一反相器用于对第二控制信号反向获得第一控制信号，第四减法器用于计算第一占空比与第一调节量之间的差值获得第三占空比，第五减法器用于计算第三占空比与预设占空比之间的差值获得第四占空比，第二比较器用于根据第四占空比和预设载波获得第四控制信号，第二反相器用于对第四控制信号反向获得第三控制信号。

在其中一个实施例中，三电平双向隔离变换器包括：

原边全桥电路，包括从上至下串联连接的第五至第八开关管、从上至下串联连接的第九至第十二开关管、第一至第四二极管，且第五开关管的第一端和第九开关管的第一端相连后作为三电平双向隔离变换器的第一输入端，第五开关管与第六开关管的连接点与第一二极管的阴极相连，第六开关管与第七开关管的连接点作为原边全桥电路的第一输出端，第七开关管与第八开关管的连接点与第二二极管的阳极相连，第九开关管与第十开关管的连接点与第三二极管的阴极相连，第十开关管与第十一开关管的连接点作为原边全桥电路的第二输出端，第十一开关管与第十二开关管的连接点与第四二极管的阳极相连，第一二极管的阳极、第二二极管的阴极、第三二极管的阳极和第四二极管的阴极相连后作为三电平双向隔离变换器的第二输入端，第八开关管的第二端和第十二开关管的第二端相连后作为三电平双向隔离变换器的第三输入端；

变压器，变压器的第一端与原边全桥电路的第一输出端相连，变压器的第二端与原边全桥电路的第二输出端相连；

副边全桥电路，包括第十三至第十六开关管，且第十三开关管的第一端与第十四开关管的第一端相连后与变压器的第三端相连，第十五开关管的第一端与第十六开关管的第一端相连后与变压器的第四端相连，第十三开关管的第二端与第十五开关管的第二端相连后作为三电平双向隔离变换器的第一输出端，第十四开关管的第二端与第十六开关管的第二端相连后作为三电平双向隔离变换器的第二输出端。

在其中一个实施例中，第二控制模块包括：

输出电压控制单元，用于根据输出电压、输出电压目标值和输出电流采用双闭环控制策略获得三电平双向隔离变换器的第五占空比；

第二均压控制单元，用于根据第二电容的电压、均压目标值和第二系数获取第三调节量；

载波移相单元，用于根据第五占空比和预设载波周期对预设载波进行移相处理获得第一载波；

第二信号调制单元，用于根据第三调节量、预设载波、第一载波和预设调制波获得三电平双向隔离变换器的控制信号。

在其中一个实施例中，输出电压控制单元包括：第六减法器、第四调节器、第七减法器和第五调节器，第六减法器用于计算输出电压目标值与输出电压之间的差值获得第三电压差值，第四调节器用于对第三电压差值进行调节获得输出电流目标值，第七减法器用于计算输出电流目标值与输出电流之间的差值获得第二电流差值，第五调节器用于对第二电流差值进行调节获得第五占空比；

第二均压控制单元包括：第八减法器、第六调节器和第二乘法器，第八减法器用于计算均压目标值与第二电容的电压之间的差值获得第四电压差值，第六调节器用于对第四电压差值进行调节获得第四调节量，第二乘法器用于计算第四调节量与第二系数的乘积获得第三调节量；

载波移相单元包括：第一除法器和第一移相器，第一除法器用于计算第五占空比与预设载波周期之间的商获得移相角，第一移相器用于根据移相角对预设载波进行移相处理获得第一载波；

第二信号调制单元包括：第二加法器、第九减法器、第三至第八比较器、第三反相器、第四反相器、第一或门和第二或门，第二加法器用于根据第三调节量和预设调制波获得第一调制波，第九减法器用于根据第三调节量和预设调制波获得第二调制波，第三比较器用于根据第一调制波和预设载波获得第五控制信号，第四比较器用于根据预设调制波和预设载波获得第六控制信号，第三反相器用于对第六控制信号反向获得第七控制信号，第五比较器用于根据第二调制波和预设载波获得第八控制信号，第六比较器用于根据第一调制波和第一载波获得第九控制信号，第七比较器用于根据预设调制波和第一载波获得第十控制信号，第四反相器用于对第十控制信号反向获得第十一控制信号，第八比较器用于根据第二调制波和第一载波获得第十二控制信号，第一或门用于根据第六控制信号和第十一控制信号获得第十三控制信号，第二或门用于根据第七控制信号和第十控制信号获得第十四控制信号。

在其中一个实施例中，双向隔离DCDC变换器还包括钳位电路，钳位电路包括：

钳位开关管，钳位开关管的第一端与三电平双向隔离变换器的第一输出端相连；

钳位电容，钳位电容的一端与钳位开关管的第二端相连，钳位电容的另一端与三电平双向隔离变换器的第二输出端相连。

在其中一个实施例中，主控模块还用于在第十三开关管和第十六开关管的控制信号结束之后的第一预设时间控制钳位开关管导通，并在第十三开关管和第十六开关管的控制信号到来之前的第二预设时间控制钳位开关管关断；和，在第十四开关管和第十五开关管的控制信号结束之后的第一预设时间控制钳位开关管导通，并在第十四开关管和第十五开关管的控制信号到来之前的第二预设时间控制钳位开关管关断。

上述宽输入范围的双向隔离DCDC变换器，包括第一级变换器、第二级变换器、中压模块和主控模块，第一级变换器进一步包括三电平双向DCDC变换器和第一控制模块，三电平双向DCDC变换器的输入端与第一电源/第一负载对应相连，第二级变换器进一步包括三电平双向隔离变换器和第二控制模块，三电平双向隔离变换器的输入端与三电平双向DCDC变换器的输出端对应相连，三电平双向隔离变换器的输出端与第二负载/第二电源对应相连，中压模块包括第一电容和第二电容，用于对中间电压滤波处理，主控模块与第一级变换器和第二级变换器相连，用于获取中压模块的均衡方式，根据均衡方式选择第一级变换器和/或第二级变换器对中压模块进行中压均衡控制。该变换器采用两级电路结构，第一级为三电平双向DCDC变换器，能够适应较宽的输入电压范围，第二级为三电平双向隔离变换器，能够实现功率的双向流动和隔离功能，且效率高，同时在两级电路的控制上均加入了中压均衡控制，运行更为灵活可靠。

附图说明

图1为一个实施例中宽输入范围的双向隔离DCDC变换器的拓扑图；

图2为一个实施例中第一控制模块的控制示意图；

图3为一个实施例中第二控制模块的控制示意图；

图4为一个实施例中钳位电路的控制时序图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明。但是本发明能够以很多不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似改进，因此本发明不受下面公开的具体实施的限制。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

图1为一个实施例中宽输入范围的双向隔离DCDC变换器的拓扑图，参考图1所示，宽输入范围的双向隔离DCDC变换器包括：第一级变换器、第二级变换器、中压模块30和主控模块40。

具体地，第一级变换器包括三电平双向DCDC变换器11和第一控制模块12，三电平双向DCDC变换器11的输入端与第一电源/第一负载对应相连，第一控制模块12用于控制三电平双向DCDC变换器11进行电压转换。

在一个实施例中，三电平双向DCDC变换器11包括：第一电感L1、第二电感L2、输入电容CIN和第一至第四开关管。第一电感L1的一端作为三电平双向DCDC变换器11的第一输入端与第一电源/第一负载的一端相连，第二电感L2的一端作为三电平双向DCDC变换器11的第二输入端与第一电源/第一负载的另一端相连，输入电容CIN的两端与三电平双向DCDC变换器11的第一输入端和第二输入端对应相连；第一至第四开关管从上至下依次串联连接，且第一开关管Q1的第一端作为三电平双向DCDC变换器11的第一输出端，第一开关管Q1与第二开关管Q2的连接点与第一电感L1的另一端相连，第二开关管Q2与第三开关管Q3的连接点作为三电平双向DCDC变换器11的第二输出端，第三开关管Q3与第四开关管Q4的连接点与第二电感L2的另一端相连，第四开关管Q4的第二端作为三电平双向DCDC变换器11的第三输出端。即，开关管Q1～Q4、电感L1～L2以及电容CIN组成了第一级电路，电感L1～L2为升压电感，电容CIN为输入滤波电容，开关管Q1～Q4可以为带有反并联二极管的MOSFET，第一控制模块12通过控制开关管Q1～Q4的导通与关断实现第一级电路的电压转换，如对第一电源提供的电压U_in进行电压转换获得中间电压U_M。

第二级变换器包括三电平双向隔离变换器21和第二控制模块22，三电平双向隔离变换器21的输入端与三电平双向DCDC变换器11的输出端对应相连，三电平双向隔离变换器21的输出端与第二负载/第二电源对应相连，第二控制模块22用于控制三电平双向隔离变换器21进行电压转换。

在一个实施例中，三电平双向隔离变换器21包括：原边全桥电路、变压器T和副边全桥电路。原边全桥电路包括从上至下串联连接的第五至第八开关管、从上至下串联连接的第九至第十二开关管、第一至第四二极管，且第五开关管Q5的第一端和第九开关管Q9的第一端相连后作为三电平双向隔离变换器21的第一输入端，第五开关管Q5与第六开关管Q6的连接点与第一二极管D1的阴极相连，第六开关管Q6与第七开关管Q7的连接点作为原边全桥电路的第一输出端，第七开关管Q7与第八开关管Q8的连接点与第二二极管D2的阳极相连，第九开关管Q9与第十开关管Q10的连接点与第三二极管D3的阴极相连，第十开关管Q10与第十一开关管Q11的连接点作为原边全桥电路的第二输出端，第十一开关管Q11与第十二开关管Q12的连接点与第四二极管D4的阳极相连，第一二极管D1的阳极、第二二极管D2的阴极、第三二极管D3的阳极和第四二极管D4的阴极相连后作为三电平双向隔离变换器21的第二输入端，第八开关管Q8的第二端和第十二开关管Q12的第二端相连后作为三电平双向隔离变换器21的第三输入端。变压器T的第一端与原边全桥电路的第一输出端相连，变压器T的第二端与原边全桥电路的第二输出端相连。副边全桥电路包括第十三至第十六开关管，且第十三开关管Q13的第一端与第十四开关管Q14的第一端相连后与变压器T的第三端相连，第十五开关管Q15的第一端与第十六开关管Q16的第一端相连后与变压器T的第四端相连，第十三开关管Q13的第二端与第十五开关管Q15的第二端相连后作为三电平双向隔离变换器21的第一输出端与第二负载/第二电源的一端相连，第十四开关管Q14的第二端与第十六开关管Q16的第二端相连后作为三电平双向隔离变换器21的第二输出端与第二负载/第二电源的另一端相连。即，开关管Q5～Q16、二极管D1～D4和变压器T组成了第二级电路，电流源型三电平双向隔离变换器，进一步地，开关管Q5～Q12和二极管D1～D4组成了原边三电平全桥电路，开关管Q13～Q16组成了副边全桥电路，且原边三电平全桥电路和副边全桥电路通过变压器T相连，变压器T为隔离变压器，二极管D1～D4为钳位二极管，开关管Q5～Q16可以为带有反并联二极管的MOSFET，第二控制模块22通过控制开关管Q5～Q16的导通与关断实现第二级电路的电压转换，如对中间电压U_M进行电压转换获得输出电压U_O。

中压模块30包括第一电容C1和第二电容C2，第一电容C1的一端与三电平双向DCDC变换器11的第一输出端和三电平双向隔离变换器21的第一输入端相连，第二电容C2的一端与第一电容C1的另一端、三电平双向DCDC变换器11的第二输出端和三电平双向隔离变换器21的第二输入端相连，第二电容C2的另一端与三电平双向DCDC变换器11的第三输出端和三电平双向隔离变换器21的第三输入端相连，用于对中间电压滤波处理。即，电容C1～C2组成了第一级电路与第二级电路之间的中压模块30，以对中间电压U_M进行滤波处理。

主控模块40与第一级变换器和第二级变换器相连，用于获取中压模块30的均衡方式，根据均衡方式选择第一级变换器和/或第二级变换器对中压模块30进行中压均衡控制。也就是说，本申请既可以由第一级变换器实现中压均衡控制，又可以由第二级变换器实现中压均衡控制，还可以由两者共同实现，这样不仅能够有效解决运行过程中中间电压不均衡的问题，即第一电容的两端电压与第二电容的两端电压不均衡的问题，而且运行灵活可靠。

本实施例中，采用两级电路结构，第一级为三电平双向DCDC变换器，能够适应较宽的输入电压范围，第二级为原边三电平全桥、副边全桥结构的电流型三电平双向隔离变换器，能够实现功率的双向流动和隔离功能，且效率高，同时在两级电路的控制上均加入了中压均衡控制，可以选择由某一级或是两级共同出力，实现中压均衡控制，工作更为灵活可靠。

在一个实施例中，均衡方式包括第一系数K1和第二系数K2，且K1+K2＝1，其中，当K1＝1时，选择第一级变换器对中压模块30进行中压均衡控制；当0＜K1＜1时，选择第一级变换器和第二级变换器对中压模块30进行中压均衡控制；当K1＝0时，选择第二级变换器对中压模块30进行中压均衡控制。

也就是说，两级均可实现中间直流电压的均衡控制，并可通过调整系数K1和K2选择由第一级变换器、第二级变换器或是两者共同来实现上下电容，即第一电容C1和第二电容C2的均压控制，当K1＝1时，完全由第一级变换器进行控制；当K1＝0时，完全由第二级变换器进行控制；当K1在0～1之间时，由第一级变换器和第二级变换器按比例完成均压控制，从而不仅能够有效解决运行过程中中间电压不均衡的问题，而且运行灵活可靠。

在一个实施例中，参考图2所示，第一控制模块12包括：中压控制单元121、第一均压控制单元122和第一信号调制单元123，中压控制单元121用于根据中间电压U_M、中间电压目标值和输入电流i_IN采用双闭环控制策略获得三电平双向DCDC变换器11的第一占空比D₁，例如采用电压外环、电流内环的双闭环控制策略；第一均压控制单元122用于根据第二电容的电压U_C2、均压目标值和第一系数K1获取第一调节量ΔD₁，均压目标值为中间电压U_M的二分之一；第一信号调制单元123用于根据第一占空比D₁和第一调节量ΔD₁生成三电平双向DCDC变换器11的控制信号，以对开关管Q1～Q4进行通断控制。

在一个实施例中，继续参考图2所示，中压控制单元121包括：第一减法器、第一调节器、第二减法器和第二调节器，第一减法器用于计算中间电压目标值与中间电压U_M之间的差值获得第一电压差值；第一调节器用于对第一电压差值进行调节(如PI调节)获得输入电流目标值第二减法器用于计算输入电流目标值与输入电流i_IN之间的差值获得第一电流差值；第二调节器用于对第一电流差值进行调节(如PI调节)获得第一占空比D₁。

第一均压控制单元122包括：第三减法器、第三调节器和第一乘法器，第三减法器用于计算均压目标值与第二电容的电压U_C2之间的差值获得第二电压差值；第三调节器用于对第二电压差值进行调节(如P调节)获得第二调节量；第一乘法器用于计算第二调节量与第一系数K1的乘积获得第一调节量ΔD₁。

第一信号调制单元123包括：第一加法器、第一比较器、第一反相器、第四减法器、第五减法器、第二比较器和第二反相器，第一加法器用于计算第一占空比D₁与第一调节量ΔD₁之和获得第二占空比；第一比较器用于根据第二占空比和预设载波获得第二控制信号，用于对第二开关管Q2进行通断控制；第一反相器用于对第二控制信号反向获得第一控制信号，用于对第一开关管Q1进行通断控制；第四减法器用于计算第一占空比D₁与第一调节量ΔD₁之间的差值获得第三占空比；第五减法器用于计算第三占空比与预设占空比(如1)之间的差值获得第四占空比；第二比较器用于根据第四占空比和预设载波获得第四控制信号，用于对第四开关管Q4进行通断控制；第二反相器用于对第四控制信号反向获得第三控制信号，用于对第三开关管Q3进行通断控制。第一至第四控制信号均为PWM控制信号，通过对相应开关管进行通断控制实现电压转换。

本实施例中，采用电压外环电流内环的双闭环控制策略对第一级电路三电平双向DCDC变换器进行控制，并加入了中间直流环节的上下电容均压控制，实现将宽范围变化的输入电压转换为一稳定的中间直流电压，即中间电压，使得整个变换器能够适应更高的输入电压以及更宽的输入电压变化范围。

在一个实施例中，参考图3所示，第二控制模块22包括：输出电压控制单元221、第二均压控制单元222、载波移相单元223和第二信号调制单元224，输出电压控制单元221用于根据输出电压U_O、输出电压目标值和输出电流i_O采用双闭环控制策略获得三电平双向隔离变换器21的第五占空比D₅，例如采用电压外环、电流内环的双闭环控制策略；第二均压控制单元222用于根据第二电容的电压U_C2、均压目标值和第二系数K2获取第三调节量ΔD₃，均压目标值为中间电压U_M的二分之一；载波移相单元223用于根据第五占空比D₅和预设载波周期T_S对预设载波进行移相处理获得第一载波；第二信号调制单元224用于根据第三调节量ΔD₃、预设载波、第一载波和预设调制波获得三电平双向隔离变换器21的控制信号，以对开关管Q5～Q16进行通断控制。

在一个实施例中，继续参考图3所示，输出电压控制单元221包括：第六减法器、第四调节器、第七减法器和第五调节器，第六减法器用于计算输出电压目标值与输出电压U_O之间的差值获得第三电压差值；第四调节器用于对第三电压差值进行调节(如PI调节)获得输出电流目标值第七减法器用于计算输出电流目标值与输出电流i_O之间的差值获得第二电流差值；第五调节器用于对第二电流差值进行调节(如PI调节)获得第五占空比D₅，作为整桥臂载波移相角调节信号，即原边开关管Q9～Q12载波移相角调节信号。

第二均压控制单元222包括：第八减法器、第六调节器和第二乘法器，第八减法器用于计算均压目标值与第二电容的电压U_C2之间的差值获得第四电压差值；第六调节器用于对第四电压差值进行调节(如P调节)获得第四调节量；第二乘法器用于计算第四调节量与第二系数K2的乘积获得第三调节量ΔD₃，作为原边开关管Q5、Q9、Q8和Q12(简称原边外管)开通时间调节信号。

载波移相单元223包括：第一除法器和第一移相器，第一除法器用于计算第五占空比D₅与预设载波周期T_S之间的商获得移相角φ；第一移相器用于根据移相角φ对预设载波进行移相处理获得第一载波。进一步地，载波移相单元223还包括第一限幅器，用于对第五占空比D₅进行限幅处理。

第二信号调制单元224包括：第二加法器、第九减法器、第三至第八比较器、第三反相器、第四反相器、第一或门和第二或门，第二加法器用于根据第三调节量ΔD₃和预设调制波获得第一调制波，预设调制波为占空比为0.5的调制波；第九减法器用于根据第三调节量ΔD₃和预设调制波获得第二调制波；第三比较器用于根据第一调制波和预设载波获得第五控制信号，用于对第五开关管Q5进行通断控制；第四比较器用于根据预设调制波和预设载波获得第六控制信号，用于对第六开关管Q6进行通断控制；第三反相器用于对第六控制信号反向获得第七控制信号，用于对第七开关管Q7进行通断控制；第五比较器用于根据第二调制波和预设载波获得第八控制信号，用于对第八开关管Q8进行通断控制；第六比较器用于根据第一调制波和第一载波获得第九控制信号，用于对第九开关管Q9进行通断控制；第七比较器用于根据预设调制波和第一载波获得第十控制信号，用于对第十开关管Q10进行通断控制；第四反相器用于对第十控制信号反向获得第十一控制信号，用于对第十一开关管Q11进行通断控制；第八比较器用于根据第二调制波和第一载波获得第十二控制信号，用于对第十二开关管Q12进行通断控制；第一或门用于根据第六控制信号和第十一控制信号获得第十三控制信号，用于对第十三开关管Q13和第十六开关管Q16进行通断控制；第二或门用于根据第七控制信号和第十控制信号获得第十四控制信号，用于对第十四开关管Q14和第十六开关管Q16进行通断控制。第五至第十四控制信号均为PWM控制信号。进一步地，第二信号调制单元224还包括：第二限幅器和第三限幅器，第二限幅器用于对第一调制波进行限幅处理；第三限幅器用于对第二调制波进行限幅处理。

本实施例中，采用电压外环电流内环的双闭环控制策略对第二级电路三电平双向隔离变换器进行控制，并采用同桥臂的两个开关管作为整体同时移相的方式来控制变换器的输出电压，即采用整桥臂载波移相的调制方式产生控制信号来控制变换器的输出电压，有效解决了因第二级电路原边开关器件较多，采用内外管移相的方式导致同一桥臂内外管发热不均匀的问题，保证了所有开关管的发热均匀性，同时提供了中间直流环节的上下电容均压控制。

在一个实施例中，参考图1所示，双向隔离DCDC变换器还包括钳位电路50，钳位电路50包括：钳位开关管Sc和钳位电容Cc，钳位开关管Sc的第一端与三电平双向隔离变换器21的第一输出端相连；钳位电容Cc的一端与钳位开关管Sc的第二端相连，钳位电容Cc的另一端与三电平双向隔离变换器21的第二输出端相连。即，钳位开关管Sc和钳位电容Cc组成了有源钳位吸收电路，连接在副边全桥电路与输出电感L之间，钳位开关管Sc可以为带有反并联二极管的MOSFET，通过控制钳位开关管Sc的导通和关断实现输出钳位控制。

在一个实施例中，主控模块40还用于在第十三开关管Q13和第十六开关管Q16的控制信号结束之后的第一预设时间控制钳位开关管Sc导通，并在第十三开关管Q13和第十六开关管Q16的控制信号到来之前的第二预设时间控制钳位开关管Sc关断；和，在第十四开关管Q14和第十五开关管Q15的控制信号结束之后的第一预设时间控制钳位开关管Sc导通，并在第十四开关管Q14和第十五开关管Q15的控制信号到来之前的第二预设时间控制钳位开关管Sc关断。

具体地，参考图4所示，可在第十四开关管Q14和第十五开关管Q15的控制信号结束之后，延时第一预设时间T1产生钳位开关管Sc的控制信号，并在第十四开关管Q14和第十五开关管Q15的下一控制信号到来之前，提前第二预设时间T2结束钳位开关管Sc的控制信号，以及在第十三开关管Q13和第十六开关管Q16的控制信号结束之后，延时第一预设时间T1产生钳位开关管Sc的控制信号，并在第十三开关管Q13和第十六开关管Q16的控制信号的下一控制信号到来之前，提前第二预设时间T2结束钳位开关管Sc的控制信号。

本实施例中，在输出部分增加了有源钳位电路，配合钳位开关管的控制时序，能够有效抑制三电平双向隔离变换器中开关管的过压问题。

综上所述，本申请的宽输入范围的双向隔离DCDC变换器，通过两级式拓扑，能够使得双向隔离DCDC变换器适应更高的输入电压及更宽的输入电压变化范围；通过在控制上两级电路均能够实现中间电压均衡控制，使得控制更为灵活；通过对第二级电路采用整桥臂载波移相的方式生成控制信号，保证了开关管的发热均匀；通过在输出侧加入有源钳位吸收电路能够有效抑制第二级电路中开关管的过压问题。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。