阅读说明：本技术 Cllc双向直流-直流变换器及低增益控制方法 (C LL C bidirectional DC-DC converter and low gain control method ) 是由 肖克 蒋劲松 王大鹏 庄启超 郭水保 于 2020-04-13 设计创作，主要内容包括：本发明实施例公开了一种CLLC双向直流-直流变换器及低增益控制方法,属于电力电子技术领域。CLLC双向直流-直流变换器包括：依序连接的原边滤波电容、原边三相桥、原边谐振器件、变压装置、副边谐振器件、副边三相桥以及副边滤波电容；其低增益控制方法包括：获取三相交错CLLC电路输入电压、输入电流、输出电压和输出电流；根据输入电压、输入电流、输出电压和输出电流确定三相交错CLLC电路的直流增益,如果直流增益处于三相交错CLLC电路预设增益为低的直流增益区间内,将变换器从三相交错CLLC电路切换为双相交错CLLC电路。本发明在电路直流增益为低时,三相交错CLLC电路切换为双相交错CLLC电路,控制逻辑简单,可确保能量传输连续,降低了电压纹波。(The embodiment of the invention discloses a C LL C bidirectional direct current-direct current converter and a low gain control method, and belongs to the technical field of power electronics.)

CLLC双向直流-直流变换器及低增益控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种CLLC双向直流-直流变换器及低增益控制方法。

背景技术

在将直流-直流变换器作为电动汽车充电模块时，当电池电压较低时，直流-直流变换器的直流增益(直流增益为输出电压与输入电压的比值的对数)为低。直流-直流变换器目前一般可以通过控制开关管间歇工作，降低直流-直流变换器的直流增益，或者通过改变拓扑的结构来降低变换器的输出。

目前，通常将三相交错CLLC直流-直流变换器改成全桥或半桥的工作模式来降低增益，保证输出端能量的连续性。然而，当电池电压低于直流-直流变换器的输出范围时，直流-直流变换器为了减少功率输出会进入间歇工作模式，从而造成能量输出不连续，电路输出纹波过大，易造成损耗升高，功率降低，使得用户体验不佳。

发明内容

本发明提供一种CLLC双向直流-直流变换器及低增益控制方法，在计算得到三相交错CLLC电路处于预设增益为低的直流增益区间内时，将三相交错CLLC电路切换为双相交错CLLC电路，其控制逻辑简单，确保能量传输连续，降低了电压纹波。

所述技术方案如下：

本发明实施例提供了一种CLLC双向直流-直流变换器，其包括：依序连接的原边滤波电容、原边三相桥、原边谐振器件、变压装置、副边谐振器件、副边三相桥以及副边滤波电容，其中，所述原边三相桥包括三个原边半桥，每个原边半桥由两个开关管串联组成，每个原边半桥与原边滤波电容的正极和负极相连；所述原边谐振器件包括三组原边串联谐振器件，每一组原边串联谐振器件连接一个原边半桥；所述变压装置包括三个变压器，每个变压器包括原边和副边，每个变压器的原边有两个原边端子，其中一个原边端子与一组原边串联谐振器件相连接，另一个原边端子与另外两个变压器的原边端子相连接，在变压器原边形成星形连接；每个变压器的副边有两个副边端子，其中一个副边端子与一组副边谐振器件相连接，另一个副边端子与另外两个变压器的副边端子相连接，在变压器副边形成星形连接；所述副边谐振器件包括三组，每一组副边谐振器件包括一个谐振电容，每个谐振电容的一端与一个变压器的一个副边端子相连接，另一端与副边三相桥中的一个副边半桥相连；所述副边三相桥包括三个副边半桥，每个副边半桥由两个开关管串联组成，每个副边半桥与副边滤波电容的正极和负极相连；当所述变换器的电路的直流增益不处于预设增益为低的直流增益区间内时，所述变换器为三相交错CLLC电路；当所述变换器的电路的直流增益处于预设增益为低的直流增益区间内时，所述变换器为双相交错CLLC电路。

在本发明较佳的实施例中，所述原边三相桥包括第一开关管至第六开关管，由第一开关管和第二开关管串联组成第一原边半桥，由第三开关管和第四开关管串联组成第二原边半桥，由第五开关管和第六开关管串联组成第三原边半桥，每个开关管两端并联一反向二极管，第一开关管的第一端与第三开关管的第一端、第五开关管的第一端、原边滤波电容的正极相连，第一开关管的第二端与第二开关管的第一端、原边谐振器件相连，第二开关管的第二端与原边滤波电容的负极、第四开关管的第二端、第六开关管的第二端相连，第三开关管的第二端与第四开关管的第一端、原边谐振器件相连，第五开关管的第二端与第六开关管的第一端、原边谐振器件相连。

在本发明较佳的实施例中，所述原边谐振器件包括第一组原边串联谐振器件至第三组原边串联谐振器件，第一组原边串联谐振器件包括第一电容和与第一电容串联连接的第一电感，第一电容还连接于第一开关管与第二开关管之间，第一电感还连接于变压装置中一个变压器的一端，第二组原边串联谐振器件包括第二电容和与第二电容串联连接的第二电感，第二电容还连接于第三开关管与第四开关管之间，第二电感还连接于变压装置中一个变压器的一端，第三组原边串联谐振器件包括第三电容和与第三电容串联连接的第三电感，第三电容还连接于第五开关管与第六开关管之间，第三电感还连接于变压装置中一个变压器的一端。

在本发明较佳的实施例中，三个变压器分别为第一变压器至第三变压器，所述第一变压器的一个原边端子与第一组原边串联谐振器件的第一电感相连，第一变压器的另一个原边端子与第二变压器的一个原边端子、第三变压器的一个原边端子相连，第二变压器的另一个原边端子与第二组原边串联谐振器件的第二电感相连，第三变压器的另一个原边端子与第三组原边串联谐振器件的第三电感相连，第一变压器的一个副边端子、第二变压器的一个副边端子、第三变压器的一个副边端子与副边谐振器件相连，第一变压器的另一个副边端子与第二变压器的另一个副边端子、第三变压器的另一个副边端子相连。

在本发明较佳的实施例中，所述副边谐振器件包括第一组副边谐振器件至第三组副边谐振器件，第一组副边谐振器件包括第一谐振电容，第二组副边谐振器件包括第二谐振电容，第三组副边谐振器件包括第三谐振电容，第一谐振电容的一端与第一变压器相连，第一谐振电容的另一端与副边三相桥中的一个副边半桥相连，第二谐振电容的一端与第二变压器相连，第二谐振电容的另一端与副边三相桥中的一个副边半桥相连，第三谐振电容的一端与第三变压器相连，第三谐振电容的另一端与副边三相桥中的一个副边半桥相连。

在本发明较佳的实施例中，所述副边三相桥包括第七开关管至第十二开关管，由第七开关管和第八开关管串联组成第一副边半桥，由第九开关管和第十开关管串联组成第二副边半桥，由第十一开关管和第十二开关管串联组成第三副边半桥，每个开关管两端并联一反向二极管，第七开关管的第一端与第九开关管的第一端、第十一开关管的第一端、副边滤波电容的正极相连，第七开关管的第二端与第八开关管的第一端、副边谐振器件相连，第八开关管的第二端与副边滤波电容的负极、第十开关管的第二端、第十二开关管的第二端相连，第九开关管的第二端与第十开关管的第一端、副边谐振器件相连，第十一开关管的第二端与第十二开关管的第一端、副边谐振器件相连。

在本发明较佳的实施例中，所述第一开关管至第十二开关管均为场效应晶体管。

在本发明较佳的实施例中，所述第一开关管至第六开关管还分别包括一原边控制端，所述变换器还包括控制单元，所述控制单元与每个原边控制端相连，用于控制第一开关管至第六开关管的导通和关断，所述第七开关管至第十二开关管还分别包括一副边控制端，所述控制单元与每个副边控制端相连，用于控制第七开关管至第十二开关管的导通和关断。

在本发明较佳的实施例中，当需要能量从原边传递到副边时，则把原边三相桥作为主动控制，副边三相桥作为整流控制，实现从原边到副边的正向功率变换；当需要能量从副边传递到原边时，则把副边三相桥作为主动控制，原边三相桥作为整流控制，实现从副边到原边的反向功率变换。

在本发明较佳的实施例中，所述变换器为双相交错CLLC电路时，能量从原边向副边传输，每一个半桥的开关周期都相同，半桥与半桥之间的开关时序相位互错120°。

本发明实施例还提供了一种CLLC双向直流-直流变换器的低增益控制方法，其包括：获取三相交错CLLC电路输入电压和输入电流，获取所述三相交错CLLC电路输出电压和输出电流；根据所述输入电压、所述输入电流、所述输出电压和所述输出电流确定所述三相交错CLLC电路的直流增益；如果所述直流增益处于三相交错CLLC电路预设增益为低的直流增益区间内，将所述变换器从所述三相交错CLLC电路切换为双相交错CLLC电路。

在本发明较佳的实施例中，还包括：如果所述输出电压小于第一预设电压，且所述输出电流小于第一预设电流，则通过控制所述三相交错CLLC电路各个开关管的工作状态，将所述三相交错CLLC电路切换为双相交错CLLC电路。

在本发明较佳的实施例中，还包括：采样时刻为所述三相交错CLLC电路切换为所述双相交错CLLC电路后的任一时刻，第二预设电流大于所述第一预设电流，如果在所述采样时刻时所述输出电流大于所述第一预设电流且小于所述第二预设电流，所述变换器为所述双相交错CLLC电路，如果在所述采样时刻时所述输出电流大于所述第二预设电流，将所述变换器从所述双相交错CLLC电路切换三相交错CLLC电路。

在本发明较佳的实施例中，还包括：获取所述三相交错CLLC电路的所述输入电压和所述输入电流，获取所述三相交错CLLC电路的所述输出电压和所述输出电流，获取所述输出电压和所述输出电流对应开关管的工作频率，若所述开关管的工作频率大于预设频率，则通过控制所述三相交错CLLC电路各个开关管的工作状态，将所述三相交错CLLC电路切换为所述双相交错CLLC电路。

本发明实施例提供的技术方案带来的有益效果是：

本发明的CLLC双向直流-直流变换器和低增益控制方法，可以判定电路的直流增益的大小，如果直流增益处于三相交错CLLC电路预设增益为低的直流增益区间内，可以将变换器从三相交错CLLC电路切换为双相交错CLLC电路，其控制逻辑简单，能量输出连续，电路的输出纹波较小，提高了用户体验。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。

附图说明

图1是本发明第一实施例提供的CLLC双向直流-直流变换器的结构框图；

图2是图1中的CLLC双向直流-直流变换器的电路图；

图3是本发明第一实施例提供的CLLC双向直流-直流变换器为双相交错CLLC电路时的开关管的驱动波形图。

图4a是CLLC双向直流-直流变换器在工作模式一时的储能电流回路图；

图4b是CLLC双向直流-直流变换器在工作模式二时的储能电流回路图；

图4c是CLLC双向直流-直流变换器在工作模式三时的储能电流回路图；

图4d是CLLC双向直流-直流变换器在工作模式四时的储能电流回路图；

图5是本发明第二实施例提供的CLLC双向直流-直流变换器的低增益控制方法的步骤流程图；

图6是本发明第一种实施方式的CLLC双向直流-直流变换器的低增益控制方法的步骤流程图；

图7是本发明第二种实施方式的CLLC双向直流-直流变换器的低增益控制方法的步骤流程图。

具体实施方式

为更进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明提出的CLLC双向直流-直流变换器以及低增益控制方法其具体实施方式、结构、特征及功效，详细说明如后。

有关本发明的前述及其他技术内容、特点及功效，在以下配合参考图式的较佳实施例详细说明中将可清楚的呈现。通过具体实施方式的说明，当可对本发明为达成预定目的所采取的技术手段及功效得以更加深入且具体的了解，然而所附图式仅是提供参考与说明之用，并非用来对本发明加以限制。

第一实施例

图1是本发明第一实施例提供的CLLC双向直流-直流变换器的结构框图。图2是图1中的CLLC双向直流-直流变换器的电路图。CLLC双向直流-直流变换器在硬件上自带均流能力，不需要额外的均流控制电路，极大地降低了成本。请参考图1和图2，本实施例的CLLC双向直流-直流变换器包括：依序连接的原边滤波电容C1、原边三相桥10、原边谐振器件11、变压装置12、副边谐振器件13、副边三相桥14以及副边滤波电容C8。

具体地，原边三相桥10包括三个原边半桥，每个原边半桥由两个开关管串联组成，每个原边半桥与原边滤波电容的正极和负极相连。具体地，原边三相桥10包括第一至第六开关管S1-S6，由第一和第二开关管S1、S2串联组成第一原边半桥，由第三和第四开关管S3、S4串联组成第二原边半桥，由第五和第六开关管S5、S6串联组成第三原边半桥，每个开关管两端并联一反向二极管。第一开关管S1的第一端与第三开关管S3的第一端、第五开关管S5的第一端、原边滤波电容C1的正极相连，第一开关管S1的第二端与第二开关管S2的第一端、原边谐振器件11相连，第二开关管S2的第二端与原边滤波电容C1的负极、第四开关管S4的第二端、第六开关管S6的第二端相连，第三开关管S3的第二端与第四开关管S4的第一端、原边谐振器件11相连，第五开关管S5的第二端与第六开关管S6的第一端、原边谐振器件11相连。

当需要能量从原边传递到副边时，则需把原边三相桥10作为主动控制，副边三相桥14作为整流控制，即可实现从原边到副边的正向功率变换；当需要能量从副边传递到原边时，则需把副边三相桥14作为主动控制，原边三相桥10作为整流控制，即可实现从副边到原边的反向功率变换。

当本实施例的CLLC双向直流-直流变换器的电路的直流增益不处于预设增益为低的直流增益区间内时，变换器为三相交错CLLC电路；当变换器的电路的直流增益处于预设增益为低的直流增益区间内时，变换器为双相交错CLLC电路。

优选地，第一至第六开关管S1-S6均为半导体开关，例如可以为场效应晶体管，上述第一端可以是晶体管的源极(S)或漏极(D)，相应地，上述第二端可以是晶体管的漏极或源极。

优选地，第一至第六开关管S1-S6还可以分别包括一原边控制端(例如可以为栅极G)，CLLC双向直流-直流变换器还包括控制单元(图中未示出)，控制单元与每个原边控制端相连，用于控制第一至第六开关管S1-S6的导通和关断。

原边谐振器件11包括三组原边LC串联谐振器件，每一组原边串联谐振器件连接一个原边半桥。具体地，原边谐振器件11包括第一至第三组原边串联谐振器件，第一组原边串联谐振器件包括第一电容C2和与第一电容C2串联连接的第一电感L1，第一电容C2还连接于第一开关管S1与第二开关管S2之间，第一电感L1还连接于变压装置12中一个变压器的一端。第二组原边串联谐振器件包括第二电容C3和与第二电容C3串联连接的第二电感L2，第二电容C3还连接于第三开关管S3与第四开关管S4之间，第二电感L2还连接于变压装置12中一个变压器的一端。第三组原边串联谐振器件包括第三电容C4和与第三电容C4串联连接的第三电感L3，第三电容C4还连接于第五开关管S5与第六开关管S6之间，第三电感L3还连接于变压装置12中一个变压器的一端。

变压装置12包括三个变压器Lm1、Lm2、Lm3，每个变压器包括原边和副边，每个变压器的原边有两个原边端子，其中一个原边端子与一组原边串联谐振器件相连接，另一个原边端子与另外两个变压器的原边端子相连接，在变压器原边形成星形连接；每个变压器的副边有两个副边端子，其中一个副边端子与一组副边谐振器件相连接，另一个副边端子与另外两个变压器的副边端子相连接，在变压器副边形成星形连接。具体地，三个变压器分别为第一至第三变压器Lm1、Lm2、Lm3，第一变压器Lm1的一个原边端子与第一组原边串联谐振器件的第一电感L1相连，第一变压器Lm1的另一个原边端子与第二变压器Lm2的一个原边端子、第三变压器Lm3的一个原边端子相连，第二变压器Lm2的另一个原边端子与第二组原边串联谐振器件的第二电感L2相连，第三变压器Lm3的另一个原边端子与第三组原边串联谐振器件的第三电感L3相连。第一变压器Lm1的一个副边端子、第二变压器Lm2的一个副边端子、第三变压器Lm3的一个副边端子与副边谐振器件相连，第一变压器Lm1的另一个副边端子与第二变压器Lm2的另一个副边端子、第三变压器Lm3的另一个副边端子相连。

副边谐振器件13包括第一组至第三组共三组副边谐振器件C5、C6、C7，每一组副边谐振器件包括一个谐振电容，每个谐振电容的一端与一个变压器的一个副边端子相连接，另一端与副边三相桥中的一个副边半桥相连。具体地，第一组副边谐振器件包括第一谐振电容C5，第二组副边谐振器件包括第二谐振电容C6，第三组副边谐振器件包括第三谐振电容C7，第一谐振谐振电容C5的一端与第一变压器相连，谐振电容C5的另一端与副边三相桥中的一个副边半桥相连，第二谐振电容C6的一端与第二变压器相连，第二谐振电容C6的另一端与副边三相桥中的一个副边半桥相连，第三谐振电容C7的一端与第三变压器相连，第三谐振电容C7的另一端与副边三相桥中的一个副边半桥相连。

副边三相桥14包括三个副边半桥，每个副边半桥由两个开关管串联组成。具体地，副边三相桥10包括第七至第十二开关管S7-S12，由第七和第八开关管S7、S8串联组成第一副边半桥，由第九和第十开关管S9、S10串联组成第二副边半桥，由第十一和第十二开关管S11、S12串联组成第三副边半桥，每个开关管两端并联一反向二极管。第七开关管S7的第一端与第九开关管S9的第一端、第十一开关管S11的第一端、副边滤波电容C8的正极相连，第七开关管S7的第二端与第八开关管S8的第一端、副边谐振器件13相连，第八开关管S8的第二端与副边滤波电容C8的负极、第十开关管S10的第二端、第十二开关管S12的第二端相连，第九开关管S9的第二端与第十开关管S10的第一端、副边谐振器件13相连，第十一开关管S11的第二端与第十二开关管S12的第一端、副边谐振器件13相连。

优选地，第七至第十二开关管S7-S12均为半导体开关，例如可以为场效应晶体管，上述第一端可以是晶体管的源极(S)或漏极(D)，相应地，上述第二端可以是晶体管的漏极或源极。并且，原边三相桥的第一原边半桥、第二原边半桥、第三原边半桥分别与副边三相桥的第一副边半桥、第二副边半桥、第三副边半桥相对应。

优选地，第七至第十二开关管S7-S12还可以分别包括一副边控制端(例如可以为栅极G)，控制单元与每个副边控制端相连，用于控制第七至第十二开关管S7-S12的导通和关断。

由原边三相桥、原边谐振器件、变压装置原边共同组成了一个星形连接的原边三相谐振回路。在一实施例，当原边三相谐振回路作为主动控制时，原边三相桥的每一个原边半桥的开关周期相同，但每一个原边半桥的开关时序相位依次互错相差120°，即第一开关管S1、第三开关管S3和第五开关管S5的开关时序相差120°，从而实现原边三相谐振回路的三相交错谐振。

另外，由副边三相桥、副边谐振器件、变压装置副边共同组成了一个星形连接的副边三相谐振回路。在一实施例，当副边三相谐振回路作为整流控制时，原边三相桥的每一个半桥的半导体开关管可以保持关闭，让其反并联二极管承担整流的功能；也可以保持和副边三相桥对应位置半桥的半导体开关管(即开关管S1、S3、S5分别对应开关管S11、S9、S7，开关管S2、S4、S6分别对应开关管S12、S10、S8)相同的开关状态，让半导体开关管本体承担整流的功能。在一实施例，当星形连接的副边三相谐振回路作为主动控制时，副边三相桥的每一个半桥的开关周期都一样，但每一个副边半桥的开关时序相位依次互错相差120°，从而实现副边三相谐振回路的三相交错谐振。

此外，当星形连接的副边三相谐振回路作为整流控制时，副边三相桥的每一个半桥的半导体开关管可以保持关闭，让其反并联二极管承担整流的功能；也可以保持和原边三相桥对应位置半桥的半导体开关管相同的开关状态，让半导体开关管本体承担整流的功能。

优选地，当需要能量从原边传递到副边时，则把原边三相桥作为主动控制，副边三相桥作为整流控制，实现从原边到副边的正向功率变换；当需要能量从副边传递到原边时，则把副边三相桥作为主动控制，原边三相桥作为整流控制，实现从副边到原边的反向功率变换。

优选地，变换器为双相交错CLLC电路时，能量可以从原边向副边传输，每一个半桥的开关周期都相同，半桥与半桥之间的开关时序相位互错120°，该变换器在双相交错CLLC电路时的开关管的驱动波形如图3所示。

本实施例的CLLC双向直流-直流变换器为双相交错CLLC电路时可以具有四个工作模式，其中工作模式一，原边三相桥的开关管状态分别是S1闭合、S2断开、S3断开、S4闭合、S5断开、S6闭合，副边三相桥的开关管状态分别是S11闭合、S12断开、S9断开、S10闭合、S7断开、S8断开，能量流动回路见附图4a。

其中工作模式二，原边三相桥的开关管状态分别是S1闭合、S2断开、S3闭合、S4断开、S5断开、S6闭合，副边三相桥的开关管状态分别是S11闭合、S12断开、S9闭合、S10断开、S7断开、S8闭合，能量流动回路见附图4b。

其中工作模式三，原边三相桥的开关管状态分别是S1断开、S2闭合、S3闭合、S4断开、S5断开、S6闭合，副边三相桥的开关管状态分别是S11断开、S12闭合、S9闭合、S10断开、S7断开、S8断开，能量流动回路见附图4c。

其中工作模式四，原边三相桥的开关管状态分别是S1断开、S2闭合、S3断开、S4闭合、S5断开、S6闭合，副边三相桥的开关管状态分别是S11断开、S12闭合、S9断开、S10闭合、S7闭合、S8断开，能量流动回路见附图4d。

本发明的CLLC双向直流-直流变换器可以实现高压大功率双向软开关直流-直流功率变换，并且因为三相桥是三相交错控制，可以降低原边和副边的滤波电容的高频电流纹波，即可以降低原边和副边滤波电容的容量，从而降低了双向直流-直流变换器的体积和成本。三相交错CLLC双向直流-直流变换器的变压装置原边、副边均为星型接法，三相电流互为回路，所以在硬件上自带均流能力，不需要增加额外的均流控制电路，不会增加控制成本。此外，本发明的CLLC双向直流-直流变换器可以判定电路的直流增益的大小，如果直流增益处于三相交错CLLC电路预设增益为低的直流增益区间内，可以将变换器从三相交错CLLC电路切换为双相交错CLLC电路，其控制逻辑简单，能量输出连续，电路的输出纹波较小，提高了用户体验。

以下为本发明的方法实施例，在方法实施例中未详尽描述的细节，可以参考上述对应的装置实施例。

第二实施例

目前对于三相交错的CLLC双向直流-直流变换器整流输出方式有很多种，常见的有三相桥式同步整流输出等。但是，电池电压低于直流-直流变换器的输出范围时，CLLC双向直流-直流变换器为了减少功率输出会进入间歇工作模式，造成能量输出不连续。当系统处于间歇工作模式时，电压纹波过大，易造成损耗升高，功率降低，用户体验不佳。

为了解决上述问题，本发明提出一种CLLC双向直流-直流变换器的低增益控制方法，图5是本发明第二实施例提供的CLLC双向直流-直流变换器的低增益控制方法的流程图。本实施例提供的CLLC双向直流-直流变换器的控制方法，可包括以下步骤：

步骤S1，获取三相交错CLLC电路输入电压和输入电流，获取三相交错CLLC电路输出电压和输出电流。

步骤S2，根据输入电压、输入电流、输出电压和输出电流确定三相交错CLLC电路的直流增益。

步骤S3，如果直流增益处于三相交错CLLC电路预设增益为低的直流增益区间内，将变换器从三相交错CLLC电路切换为双相交错CLLC电路。

其中，预设增益为低的直流增益区间可以为小于一预设直流增益值，也可以为一数值范围。当直流增益处于三相交错CLLC电路预设增益为低的直流增益区间内，则变换器的直流增益为低，变换器处于低增益状态。在变换器处于低增益状态时，将变换器从三相交错CLLC电路切换为双相交错CLLC电路，可以使得变换器输出低功率时，不再使输出为间歇工作模式输出，从而不会造成能量输出的不连续，使得电压纹波较小，提高了用户的体验。

优选地，如图6所示，步骤S2还可以包括：

步骤S21，如果输出电压小于第一预设电压，且输出电流小于第一预设电流，则通过控制三相交错CLLC电路各个开关管的工作状态，将三相交错CLLC电路切换为双相交错CLLC电路。

优选地，如图6所示，步骤S2还可以包括：

步骤S22，采样时刻为三相交错CLLC电路切换为双相交错CLLC电路后的任一时刻，第二预设电流大于第一预设电流，如果在采样时刻时输出电流大于第一预设电流且小于第二预设电流，变换器为双相交错CLLC电路，如果在采样时刻时输出电流大于第二预设电流，将变换器从双相交错CLLC电路切换三相交错CLLC电路。

示意性举例，第一预设电压为200V，第一预设电流为16A，第二预设电流为20A。若输出电压190V小于第一预设电压为200V，输出电流15A小于第一预设电流16A，因此根据步骤S21判定电路直流增益为低，将变换器从三相交错CLLC电路切换为双相交错CLLC电路。若输出电流从15A升至17A，根据步骤S22，输出电流17A大于第一预设电流16A但小于第二预设电流20A，则判定电路直流增益为低，保持双相交错CLLC电路，若输出电流升至21A，则输出电流大于第二预设电流，则判定电路直流增益为高，将变换器从双相交错CLLC电路切换为三相交错CLLC电路。

其中，步骤S22可以在步骤S21后进行，即若步骤S21将三相交错CLLC电路切换为双相交错CLLC电路，则步骤S22满足双相交错CLLC电路的采样时刻的条件，可执行步骤S22。

优选地，如图7所示，步骤S2可以包括：

步骤S23，获取三相交错CLLC电路的输入电压和输入电流，获取三相交错CLLC电路的输出电压和输出电流，获取输出电压和输出电流对应开关管的工作频率，若开关管的工作频率大于预设频率，则通过控制三相交错CLLC电路各个开关管的工作状态，将三相交错CLLC电路切换为双相交错CLLC电路。

示意性举例，当输出电压为200V，输出电流为16A时，对应的开关频率为300KHZ。如果在该时刻，开关管的工作频率为400KHZ，则可以判定CLLC双向直流-直流变换器的电路的直流增益为低，需要将变换器从三相交错CLLC电路切换为双相交错CLLC电路，从而保证能量输出连续，电路的输出纹波较小，提高了用户体验。

综上，本发明的CLLC双向直流-直流变换器的低增益控制方法可以判定电路的直流增益的大小，如果直流增益处于三相交错CLLC电路预设增益为低的直流增益区间内时，将变换器从三相交错CLLC电路切换为双相交错CLLC电路，其控制逻辑简单，能量输出连续，电路的输出纹波较小，提高了用户体验。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。