阅读说明：本技术 一种变压器变比可调的宽范围恒功率输出切换电路 (Transformer transformation ratio adjustable wide-range constant power output switching circuit ) 是由 张逾良 杨志民 王哲 冀哲 胡晓阳 李金洁 陈超飞 徐艳超 李维旭 张现民 李铎 于 2020-04-01 设计创作，主要内容包括：一种变压器变比可调的宽范围恒功率输出切换电路及方法。其是将高频电压输入一个变压器的初级,使该变压器的次级两端通过一个整流桥整流并经滤波电容滤波并输出,在次级线圈中间设有一个抽头使次级线圈分为上下两个绕组,且使上下绕组圈数不同,而使所述滤波电容由具有两个电容串接而成,且具有一个串接中点,将所述抽头通过一个控制开关与所述串接中点连接,通过控制开关K的通断使整流电路处于桥式整流状态或成倍压整流状态输出。实现了输出无级调压,在全范围内恒功率输出,且相比于业界流行的利用开关调节变压器变比的方案,在少用两只整流二极管的前提下,采用倍压整流方式使整流模块保持最优工作特性的显著效果及其突出的优越性。(A transformer transformation ratio adjustable wide-range constant power output switching circuit and a method. The high-frequency voltage is input into the primary of a transformer, so that two ends of the secondary of the transformer are rectified through a rectifier bridge, filtered and output through a filter capacitor, a tap is arranged in the middle of the secondary coil to divide the secondary coil into an upper winding and a lower winding, the number of turns of the upper winding and the lower winding is different, the filter capacitor is formed by connecting two capacitors in series and is provided with a series midpoint, the tap is connected with the series midpoint through a control switch, and the rectifier circuit is in a bridge type rectification state or a voltage-multiplying rectification state and output through the on-off of a control switch K. The output stepless voltage regulation is realized, the constant power output is realized in the whole range, and compared with the scheme of utilizing a switch to regulate the transformer transformation ratio, which is popular in the industry, the remarkable effect and the outstanding superiority of the optimal working characteristic of the rectifier module are kept by adopting a voltage-multiplying rectification mode on the premise of using less two rectifier diodes.)

一种变压器变比可调的宽范围恒功率输出切换电路

技术领域

本发明涉及功率输出电路，尤指一种变压器变比可调的宽范围恒功率输出切换电路。

背景技术

恒功率式开关电源的特点是，当输出电压UO降低时，输出电流IO反而会增大，使二者乘积IOUO不变，输出功率PO保持恒定。这种开关电源可用作高效、快速、安全的开关电源。随着科技的发展，大功率电源变换装置应用的产品种类越来越多，而输出宽范围连续可调的恒功率电源是开关电源诸多应用领域中的一种特殊应用,因其具有输出电压可调范围宽、稳态工作点变化范围大及恒功率输出功能等特点,此类开关电源存在着占空比变化范围大、设备利用率低、体积大、成本高和效率低等问题,限制了其在工程领域中的应用。其中，现有技术存在的问题：

⑴在宽范围恒功率模块中，其输出难于覆盖全范围；

⑵存在着切换延迟的缺陷；

⑶存在着所需的驱动电路复杂、及成本高等问题；

这些问题及弊端是本领域技术人员亟待解决的问题。

为此，对于宽范围输出的场合，通常需要采用绕组切换的方式来降低变压器初级应力，同时在相同占空比或频率调节范围的情况下实现更宽的输出电压范围。

其示意图如图1所示，假设开关频率调节范围在F1至F2之间，当SS1闭合时，输出电压的调节范围为Vmin到Vmax，则当ss1断开时，根据匝比可算出，在频率调节范围不变的情况下，输出电压调节范围变化为Vmin*Ns1/(Ns1+Ns2)至Vmax*Ns1/(Ns1+Ns2)。故，通过合理地设计匝比，即可在频率调节范围不变的情况下，通过绕组切换的方式，使得整个拓扑的输出电压范围拓展为Vmin*Ns1/(Ns1+Ns2)至Vmax。

当SS1闭合时，若输出功率恒定为P，在Vmin时输出电流最大值为Imax，可计算出此时初级电流为Ipmax＝Imax*(Ns1+Ns2)/Np。当ss1断开时，最小输出电压变化为Vmin*Ns1/(Ns1+Ns2)，输出功率仍恒定为P的情况下，最大输出电流变化为P/(Vmin*Ns1/(Ns1+Ns2))＝Imax*(Ns1+Ns2)/Ns1，此时初级电流为Imax*(Ns1+Ns2)/Ns1*Ns1/Np，可以发现，初级电流最大值不变。

也就是说，通过绕组切换的方式，可以在初级最大电流不变，且占空比或开关频率调节范围也不变的情况下，拓宽输出电压范围，提升恒功率输出能力。

当输出电压范围为V1至V2时，若范围太宽，需要通过变压器次级绕组切换来实现时。

对于传统切换方式，设计时应选择切换点Vs，使得V1<Vs<V2,同时变压器匝比应设计为Vs/Ns2＝V2/(Ns1+Ns2)。

发明内容

为解决上述问题，本发明主要目的在于，提供一种变压器变比可调的宽范围恒功率输出切换电路，其能输出无级调压，并在全范围内恒功率输出。另一目的在于提供一种借助较低的元器件需求，且能使整流模块保持最优工作特性的技术方案。

为实现上述目的，本发明提供了一种变压器变比可调的宽范围恒功率输出切换电路,其包含：

一个变压器,其具有初级绕组(Np)及次级绕组，其中，初级绕组(Np)用于接收高频输入，而该变压器的次级绕组具有两个次级输出端子(3、5)，并且还设有一个抽头(4)，该抽头(4)使两个次级输出端子之间的次级绕组被分为上、下绕组(Ns1、Ns2)且所述的上、下绕组匝数不相等；所述两个次级输出端子(3、5)通过一个整流桥向负载输出电压(U0)，且所述整流桥输的出端设有两个串联的电容(CD1、CD2)作为输出滤波电容，所述抽头上通过一个控制开关(K)连接到到所述输出滤波电容的串接中点，并能通过该控制开关(K)的通断改变整流方式，以实现全范围恒功率输出。

本发明还提供了一种变压器变比可调的宽范围恒功率输出切换方法,其特征在于，将高频电压输入一个变压器的初级，使该变压器的次级两端通过一个整流桥整流并经滤波电容滤波并输出，在次级线圈中间设有一个抽头使次级线圈分为上下两个绕组，且使上下绕组圈数不同，而使所述滤波电容由具有两个电容串接而成，且具有一个串接中点，将所述抽头通过一个控制开关与所述串接中点连接，通过控制开关K的通断实现全范围恒功率输出；

其中，当需要低压恒功率输出时，将开关断开，使整流电路处于桥式整流状态；而需要要高压恒功率输出时，将开关闭合，使所述抽头与所述串接中点连接，使两个串接电容均被圈数多的绕组充电，而输出端成倍压整流状态输出。

较佳的是，对于目标电压范围V1到V2的情况，应选择切换点Vs，使得V1<Vs<V2,同时所述变压器匝比应设计为：(Vs/V2)≤(2*Ns1)/(Ns1+Ns2)<1。

其中较佳的是所述开关采用电子开关，可采用MOS或IGBT管受信号控制而进行开关。

本发明有益效果在于，借助上述技术方案，本发明实现了输出无级调压，在全范围内恒功率输出，且相比于业界流行的利用开关调节变压器变比的方案，在少用两只整流二极管的前提下，采用倍压整流方式使整流模块保持最优工作特性的显著效果及其突出的优越性。

附图说明

图1用绕组切换的方式来降低变压器初级应力的电路示意图。

图2为本发明的一种变压器变比可调的宽范围恒功率输出切换电路原理示意图。

图3为本发明的一种变压器变比可调的宽范围恒功率输出切换电路实施例电路图。

具体实施方式

为了体现上述效果及显示其优越性，下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案做进一步具体的说明。

对于宽范围输出的场合，需要采用绕组切换的方式来降低变压器初级应力，同时在相同占空比或频率调节范围的情况下实现更宽的输出电压范围。

本发明采用了一种新式的方法实现绕组切换，在兼具原来的切换电路优势的情况下，获得更优的器件应力和成本。

如图2所示，其为本发明的电路原理示意图。本发明主要技术构思在于，是在常规电路的基础上，将变压器增加一个抽头，且使抽头上下绕组匝数不相等，为更容易说清楚，现假定是Ns1＞Ns2；然后在抽头上串联开关K到输出滤波电容的中点，通过控制K的通断实现全范围恒功率输出。

以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

在本发明具体实施例中，其包含由具有两个输入端子(1、2)的，用于接收高频输入的初级绕组Np的一个变压器，该变压器的次级除了具有两个次级输出端子(3、5)外，还增设有一个抽头4，且在本具体实施例中，是使该抽头4上下绕组(Ns1、Ns2)匝数不相等，且Ns1＞Ns2；所述两个次级输出端子(3、5)通过一个整流桥向负载输出电压U0，整流桥输出端设有两个串联的电容(CD1、CD2)作为输出滤波电容，并在所述抽头上串联有开关K到所述输出滤波电容的中点，并能通过控制开关K的通断实现全范围恒功率输出。

所述装置的工作过程为：

(1)在需要低压恒功率输出时，将开关K断开，此时变压器次级绕组两端加在所述整流桥的两臂，该整流桥是按常规方式工作，并且高压从串联的滤波电容CD1、CD2两端输出；此时，二极管两臂电流为输出电流的一半；

(2)需要高压恒功率输出时，开关K被闭合,此时，因上下绕组的圈数Ns1＞Ns2,所以其两端电压是Vs1＞Vs2。

在正半周，变压器上绕组Ns1输出经二极管D1、第一电容CD1和变压器抽头对第一滤波电容CD1充电，V_CD1＝V_s1；同时，下绕组Ns2经开关K、二极管D4对第二滤波电容CD2充电，V_CD2＝V_s2；

在负半周，上绕组Ns1经开关K、二极管D2对第二滤波电容CD2充电，V_CD2＝V_s1；下绕组Ns2经二极管D3、开关K对CD1充电，因电压是V_s1＞V_s2，显然，下绕组Ns2并不能对第一滤波电容CD1充电；

同理，在稳态情况下，下绕组Ns2也不能对第二滤波电容CD2充电；也就是说在稳态时，在正、负半周，仅体现上绕组Ns1对滤波电容CD1和CD2充电。

显然，在稳态情况下，输出电压V₀满足式子：V₀＝V_CD1+V_CD2＝2V_s1，

从而实现了倍压整流。

经上述电路分析可以看出：

本发明的电路在低压恒功率模式时，可采用常规桥式整流方式；二极管承担的电流为输出电流的一半；二极管耐压以输出低电压为基础。

在高压恒功率模式，通过开关K导通，将电路切换为倍压整流模式，此时整流二极管电流仍为输出电流的一半；而其耐压箝位于输出电压的一半。

在工作时，如图2所示，在k闭合时，输出电压范围为Vmin至Vmax，则在k断开时，输出电压范围变化为：Vmin*(2*Ns1)/(Ns1+Ns2)至Vmax*(2*Ns1)/(Ns1+Ns2)。若合理设计匝比，即可通过k的断开闭合将输出电压范围拓展至Vmin*(2*Ns1)/(Ns1+Ns2)至Vmax，且初级电流不变。

传统切换电路选用了6支二极管，且每只二极管的承受的最大反向电压为Vmax，而本发明的电路则只需4支二极管，且D1和D2的最大反向电压为Vmax*0.5(1+Ns2/Ns1)。在低压的情况下，由于本发明的电路单个二极管承受的电流与传统电路相比变大了，故仅取得了电路相对简洁的优点。但在输出最高电压达到600V至1000V时，在100kHz或者更高频率的开关电源中，若采用传统方案，由于1200V的超快恢复Si二极管高频性能较差，且选择余地很小，必须选用1200V的SiC二极管，而本发明的电路则只需选用600V的快恢复二极管即可，成本上优势巨大。

对于目前业内主流的电动汽车充电桩，当恒功率输出电压范围为300-750V时，若采用传统电路，可通过将次级匝数从3圈(450V-750V)切换为2圈(300V-500V)实现，对应的次级二极管最高耐压为750V，考虑到瞬态尖峰和降额，通常需选用1200V的SiC二极管；

而在本发明的一个具体实施例中：采用图2所示的电路则可通过将Ns1设计为3，Ns2设计为1实现，此时二极管承受的最高耐压为750*0.5(1+1/3)＝500V，600V的超快恢复Si二极管在100k-300k性能仍然足以胜任，故只需选用600V的超快恢复Si二极管即可。

综上所述，本发明通过变压器抽头加开关切换，可实现从桥式整流到倍压整流的无级切换，借助仅增加了一个开关及控制电路，便可实现所述产品在输出的全范围内恒功率输出；同时因所需的整流及开关器件电压、电流应力较低，可在不牺牲效率的同时，降低成本。而且由于是恒功率输出，当切换到高段的时候输出电流也会相应减小，因而可采用倍压整流电路工作。

在该具体实施例中，实现该切换方式的参数选择，可参见图2，在k闭合时，理论输出电压范围为Vmin至Vmax，则在k断开时，理论输出电压范围变化为：Vmin*(2*Ns1)/(Ns1+Ns2)至Vmax*(2*Ns1)/(Ns1+Ns2)。

为了保证输出范围拓宽应满足：

Vmin>Vmin*(2*Ns1)/(Ns1+Ns2),即(2*Ns1)/(Ns1+Ns2)<1。

为了保证输出范围连续应满足：

Vmax*(2*Ns1)/(Ns1+Ns2)≥Vmin，即(2*Ns1)/(Ns1+Ns2)≥Vmin/Vmax。

综上，对于目标电压范围V1到V2的情况，应选择切换点Vs，使得V1<Vs<V2,

同时本发明的变压器匝比应设计为：(Vs/V2)≤(2*Ns1)/(Ns1+Ns2)<1。

例如：输出电压范围为300V-750V，则可设V1＝300V,V2＝750V；

选取Vs＝500V，则Vs/V2＝2/3,即，取Ns1＝1，Ns2＝2，则(2*Ns1)/(Ns1+Ns2)＝2/3,满足(2*Ns1)/(Ns1+Ns2)应在2/3到1之间的要求。同样也可以选择Ns1＝2，Ns2＝3，则(2*Ns1)/(Ns1+Ns2)＝4/5,同样满足(2*Ns1)/(Ns1+Ns2)应在2/3到1之间的要求。

故只要满足V1<Vs<V2和(Vs/V2)≤(2*Ns1)/(Ns1+Ns2)<1这两个条件，可以根据实际常用功率二极管的耐压值，根据实际需要设计变压器匝比。

如图3所示，其为本发明的一种变压器变比可调的宽范围恒功率输出切换电路实施例电路图。该电路采用电子开关管控制开关的通断。

以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解，依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，而未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。