阅读说明：本技术 逆变器的滞环控制方法及基于滞环控制的逆变器 (Hysteresis control method of inverter and inverter based on hysteresis control ) 是由 魏琪康 徐飞冬 朱选才 于 2019-01-16 设计创作，主要内容包括：一种逆变器的滞环控制方法及基于滞环控制的逆变器。该逆变器与一电网电性连接,该方法包括：步骤S1,实时采样该电网的瞬时电压V<Sub>g</Sub>(z)和该逆变器的输出电流I<Sub>g</Sub>；步骤S2,根据步骤S1中的该电网的瞬时电压V<Sub>g</Sub>(z)计算当前控制周期的滞环环宽H(z)；步骤S3,预测下一控制周期的滞环环宽H(z+1)；步骤S4,根据步骤S3得到的下一控制周期的滞环环宽H(z+1)对步骤S2中计算得到的当前控制周期的滞环环宽H(z)进行修正以得到最终滞环环宽H<Sub>out</Sub>(z)；步骤S5,根据逆变器的输出电流I<Sub>g</Sub>和最终滞环环宽H<Sub>out</Sub>(z)控制输出驱动信号,控制该逆变器运行。本发明可有效减小控制过程中过零点附近的滞环环宽与理论值的偏差,降低控制中离散化带来的不利影响,并可有效改善滞环控制逆变器输出电流波形在电网电压过零点附近畸变的问题。(A hysteresis control method of an inverter and the inverter based on hysteresis control. The inverter is electrically connected with a power grid, and the method comprises the following steps: step S1, sampling the instantaneous voltage V of the power grid in real time g (z) and the output current I of the inverter g (ii) a Step S2, according to the instantaneous voltage V of the power grid in the step S1 g (z) calculating the width H (z) of the hysteresis loop of the current control period; step S3, predicting the hysteresis loop width H (z +1) of the next control period; step S4, the hysteresis loop width H (z) of the current control period calculated in step S2 is corrected according to the hysteresis loop width H (z +1) of the next control period obtained in step S3 to obtain the final hysteresis loop width H (z) out (z); step S5, according to the output current I of the inverter g And final hysteresis loop width H out (z) controlling the output driving signal to control the inverter to operate. The invention can effectively reduce the deviation of the hysteresis loop width near the zero crossing point and the theoretical value in the control process, reduce the adverse effect caused by discretization in control, and effectively improve the output current of the hysteresis loop control inverterThe distortion of the waveform near the zero crossing point of the network voltage.)

逆变器的滞环控制方法及基于滞环控制的逆变器

技术领域

本发明是关于一种逆变器及其滞环控制方法。

背景技术

为缓解日益严重的能源问题，以可再生能源为代表的分布式发电系统得以快速发展。为避免分布式发电系统并入公共电网后对电网造成影响，这就要求并网逆变器具有良好的控制性能。在数字化控制的单相逆变器中，采用恒频滞环控制时，滞环环宽受离散化过程的影响会存在偏差，在过零点附近尤为严重，使得开关频率出现偏差，逆变器的输出电流畸变，电流谐波中的高次谐波含量增加，难以满足并网要求。此外，有些材质的电感值也会随着电流的大小发生变化，导致滞环控制的环宽设计出现偏差，逆变器无法按照固定的开关频率运行，引入额外的谐波。

关于过零点附近电流畸变的问题，通常是采用占空比前馈或者封锁驱动的方法改善波形质量。但是这些方法并不适用于滞环控制的逆变器。另外也有采用在滞环控制的上限和下限之间设置中间阈值进行控制，但是实现正、负、零三态控制的方法太过复杂。

因此，迫切需要一种逆变器的滞环控制方法及基于滞环控制的逆变器，以解决逆变器数字控制中离散化导致的滞环环宽偏差，以及逆变器的输出电流波形在电网电压的过零点附近畸变等问题。

发明内容

有鉴于此，本发明的一目的在于提供一种逆变器的滞环控制方法及基于滞环控制的逆变器，以解决现有技术中的一或多个缺陷。

为了实现上述目的，本发明提供了一种逆变器的滞环控制方法，该逆变器与一电网电性连接，其特点在于，该方法包括：

步骤S1，实时采样电网的瞬时电压V_g(z)和该逆变器的输出电流I_g；

步骤S2，根据步骤S1中的该电网的瞬时电压V_g(z)计算当前控制周期的滞环环宽H(z)；

步骤S3，预测下一控制周期的滞环环宽H(z+1)；

步骤S4，根据步骤S3得到的下一控制周期的滞环环宽H(z+1)对步骤S2中计算得到的当前控制周期的滞环环宽H(z)进行修正以得到最终滞环环宽H_out(z)；

步骤S5，根据该输出电流I_g和该最终滞环环宽H_out(z)输出驱动信号控制该逆变器运行。

在本发明的一或多个实施例中，步骤S3是通过在线预测下一控制周期的该电网的瞬时电压V_g(z+1)，并计算得到下一控制周期的滞环环宽H(z+1)。

在本发明的一或多个实施例中，步骤S3中通过离线方式计算下一控制周期的滞环环宽H(z+1)。

在本发明的一或多个实施例中，步骤S3是直接设置过零点附近下一控制周期的滞环环宽为H(z+1)＝H_zero，其中H_zero为过零点附近给定的环宽值。

在本发明的一或多个实施例中，在步骤S4中，该最终滞环环宽的修正公式为：

H_out(z)＝A(z)H(z)+B(z)H(z+1)

其中，H_out(z)为当前控制周期的最终滞环环宽，A(z)与B(z)为权重。

在本发明的一或多个实施例中，权重A(z)与B(z)的关系为：B(z)＝1-A(z)。

在本发明的一或多个实施例中，其中A(z)＝B(z)＝0.5。

在本发明的一或多个实施例中，所述滞环环宽的计算公式为：

或

其中，H为滞环环宽，L为该逆变器的电感值，V_g为该电网的瞬时电压，V_bus为直流母线的瞬时电压，f_s为该逆变器设计的开关频率。

在本发明的一或多个实施例中，所述滞环环宽的计算公式中的该逆变器的电感值为一固定的电感值。

在本发明的一或多个实施例中，所述滞环环宽的计算公式中的该逆变器的电感值为一变化的电感值。

在本发明的一或多个实施例中，在步骤S2之前还包括：

步骤S20，根据当前控制周期的输出电流I_g(z)采用查表方法或拟合曲线方法以获得该逆变器的实时的电感值L(z)，其中所述查表方法是从一包含有该逆变器的不同输出电流值和与之对应的电感值的对应关系表中进行查找以获得与当前控制周期的输出电流I_g(z)相对应的该逆变器的实时的电感值L(z)。

在本发明的一或多个实施例中，在步骤S3之前还包括：

步骤S30，预测下一控制周期的该逆变器的输出电流I_g(z+1)，采用查表方法或拟合曲线方法以获得下一控制周期的该逆变器的电感值L(z+1)。

在本发明的一或多个实施例中，步骤S1中还实时采样直流母线的瞬时电压V_bus(z)；

步骤S2中，是根据步骤S1中的该电网的瞬时电压V_g(z)和该直流母线的瞬时电压V_bus(z)计算当前控制周期的滞环环宽H(z)；

步骤S3是通过在线预测下一控制周期的该电网的瞬时电压V_g(z+1)和该直流母线的瞬时电压V_bus(z+1)，并计算得到下一控制周期的滞环环宽H(z+1)。

为了实现上述目的，本发明还提供了一种基于滞环控制的逆变器，其特点在于，包括：

逆变主电路，具有输入端和输出端，其中该输入端电连接一直流电源，该输出端电连接一电网；

控制模块，电连接于该逆变主电路，用于控制该逆变主电路实现该输入端到该输出端的能量转换，其包括：

采样单元，用于采样该电网的瞬时电压V_g(z)和该逆变器的输出电流I_g；

滞环环宽计算单元，用于根据该电网的瞬时电压V_g(z)计算当前控制周期的滞环环宽H(z)；

滞环环宽预测单元，用于预测下一控制周期的滞环环宽H(z+1)；

修正单元，用于根据所述下一控制周期的滞环环宽H(z+1)对所述当前控制周期的滞环环宽H(z)进行修正以得到最终滞环环宽H_out(z)；

主控单元，根据该输出电流I_g和该终环宽H_out(z)输出驱动信号控制该逆变主电路运行。

在本发明的一或多个实施例中，其中该滞环环宽预测单元是在线预测下一控制周期的电网的瞬时电压V_g(z+1)，并计算下一控制周期的滞环环宽H(z+1)。

在本发明的一或多个实施例中，其中该滞环环宽预测单元是通过离线方式计算得到下一控制周期的滞环环宽H(z+1)。

在本发明的一或多个实施例中，其中该滞环环宽预测单元是直接设置下一控制周期的滞环环宽为H(z+1)＝H_zero，其中H_zero为过零点附近给定的环宽值。

在本发明的一或多个实施例中，该修正单元是根据当前控制周期的滞环环宽H(z)和下一控制周期的滞环环宽H(z+1)计算得到该最终滞环环宽H_out(z)，该最终滞环环宽的修正公式为：

H_out(z)＝A(z)H(z)+B(z)H(z+1)，

其中，H_out(z)为当前控制周期的最终滞环环宽，A(z)与B(z)为权重。

在本发明的一或多个实施例中，权重A(z)与B(z)的关系为：B(z)＝1-A(z)。

在本发明的一或多个实施例中，其中A(z)＝B(z)＝0.5。

在本发明的一或多个实施例中，该滞环环宽计算单元和该滞环环宽预测单元中计算滞环环宽的公式为：或

其中，H为滞环环宽，L为该逆变器的电感值，V_g为该电网的瞬时电压，V_bus为该直流母线的瞬时电压，f_s为该逆变器设计的开关频率。

在本发明的一或多个实施例中，其中，该滞环环宽计算单元和该滞环环宽预测单元在计算滞环环宽时所带入的电感值为一固定的电感值。

在本发明的一或多个实施例中，其中，该滞环环宽计算单元和该滞环环宽预测单元在计算滞环环宽时所带入的电感值为一变化的电感值。

在本发明的一或多个实施例中，其中，该滞环环宽计算单元是根据当前控制周期的输出电流I_g(z)采用查表方法或拟合曲线方法以获得该逆变器的实时的电感值L(z)，其中所述查表方法是从一包含有该逆变器的不同输出电流值和与之对应的电感值的对应关系表中进行查找以获得与当前控制周期的输出电流I_g(z)相对应的该逆变器的实时的电感值L(z)。

在本发明的一或多个实施例中，该滞环环宽预测单元还预测下一控制周期的该逆变器的输出电流I_g(z+1)，采用查表方法或拟合曲线方法以获得下一控制周期的该逆变器的电感值L(z+1)。

在本发明的一或多个实施例中，该采样单元还实时采样直流母线的瞬时电压V_bus(z)；

该滞环环宽计算单元还根据该电网的瞬时电压V_g(z)和该直流母线的瞬时电压V_bus(z)计算当前控制周期的滞环环宽H(z)；

该滞环环宽预测单元还通过在线预测下一控制周期的该电网的瞬时电压V_g(z+1)和该直流母线的瞬时电压V_bus(z+1)，并计算得到下一控制周期的滞环环宽H(z+1)。

本发明通过将当前控制周期的环宽计算结果与下一控制周期的环宽计算结果取加权平均作为最终滞环环宽，可以降低数字化控制中离散化的影响。在其它实施例中，本发明还进一步考虑了电感偏差的影响，从而可以减小电网电压过零点附近的环宽偏差，降低电流的高次谐波含量。

以下将以实施方式对上述的说明作详细的描述，并对本发明的技术方案提供更进一步的解释。

附图说明

为让本发明的上述和其他目的、特征、优点与实施例能更明显易懂，所附附图的说明如下：

图1为本发明的基于滞环控制的逆变器及其进行滞环控制的系统框架示意图；

图2A为本发明的逆变器的滞环控制方法的示意图；

图2B为本发明的一具体实施例的滞环控制方法的示意图；

图3为图2B实施例中逆变器采用的磁粉芯电感随电流变化的关系图；

图4示出了本发明中不同电感下的滞环环宽，其中实线为固定的电感下的计算结果，虚线为考虑了磁粉芯电感随电流变化后(即变化的电感)计算得到的结果；

图5示出了环宽修正前根据环宽计算公式计算得到的理论滞环环宽与实际离散化的滞环环宽的波形；

图6为图5中0.01秒处的细节展开波形图；

图7示出了图5中在一个控制周期内的离散化的滞环环宽与理论滞环环宽之间的偏差；

图8示出了图5中实际滞环环宽和理论滞环环宽的偏差占理论滞环环宽的比重；

图9为本发明的一实施例的环宽计算结果在过零点附近的展开图；

图10为采用本发明的方法和常规方法进行滞环控制得到的电流总谐波畸变(THD)的测试结果示意图。

具体实施方式

为了使本发明的叙述更佳详尽与完备，可参照所附的附图及以下所述各种实施例，附图中相同的号码代表相同或相似的组件。另一方面，众所周知的组件与步骤并未描述于实施例中，以避免对本发明造成不必要的限制。此外，为简化附图起见，一些已知惯用的结构与元件在附图中将以简单示意的方式绘示。

如图1所示，示出了本发明的基于滞环控制的逆变器及其进行滞环控制的系统框架。本发明的基于滞环控制的逆变器包括逆变主电路110及控制模块120。该逆变主电路110具有输入端和输出端，其中该输入端是电连接一直流电源，该输出端是电连接一电网。该控制模块120是电连接于该逆变主电路110，并用于控制该逆变主电路110实现该输入端到该输出端的能量转换。本实施例中的逆变主电路110为全桥结构，但不限于此，例如还可以是H5、H6结构。

在本发明的一实施例中，该控制模块120包括采样单元121、滞环环宽计算单元122、滞环环宽预测单元123、修正单元124以及主控单元125。其中，该采样单元121是用于采样该电网的瞬时电压V_g(z)和逆变器的输出电流I_g。该滞环环宽计算单元122是用于根据该电网的瞬时电压V_g(z)计算当前控制周期的滞环环宽H(z)。该滞环环宽预测单元123是用于预测下一控制周期的滞环环宽H(z+1)。该修正单元124是用于根据下一控制周期的滞环环宽H(z+1)对当前控制周期的滞环环宽进行修正以得到最终滞环环宽H_out(z)。该主控单元125根据输出电流I_g和最终滞环环宽H_out(z)输出驱动信号S_D控制逆变主电路110运行。在一些实施例中，主控单元125设置一参考电流值，在参考电流值的基础上分别加上和减去最终滞环环宽的一半H_out(z)/2，分别得到滞环上限值和滞环下限值。主控单元125还可包括一滞环比较器，该滞环比较器将采样得到的输出电流I_g与滞环的上限值及下限值比较，当电流增大到上限值时，相应开关管的驱动信号S_D翻转，关断开关管；当电流减小到下限值时，相应开关管的驱动信号S_D翻转，打开开关管。由此，主控单元125输出驱动信号S_D至该逆变器主电路110以驱动该逆变器主电路110进行能量转换。

如图2A所示，其示出了本发明的一实施例的逆变器的滞环控制方法，在本实施例中，该滞环控制方法包括：

步骤S1，实时采样电网的瞬时电压V_g(z)和逆变器的输出电流I_g；

步骤S2，根据步骤S1中的该电网的瞬时电压V_g(z)计算当前控制周期的滞环环宽H(z)；

步骤S3，预测下一控制周期的滞环环宽H(z+1)；

步骤S4，根据步骤S3得到的下一控制周期的滞环环宽H(z+1)对步骤S2中计算得到的当前控制周期的滞环环宽H(z)进行修正以得到最终滞环环宽H_out(z)；

步骤S5，根据该输出电流I_g和该最终滞环环宽H_out(z)输出驱动信号控制该逆变器运行。

需说明的是，在本发明中，所谓的“控制周期”是指数字控制的中断周期，即逆变器的采样周期，在该中断周期内可完成采样、环宽设置等操作。

另一方面，在本发明中，滞环环宽可根据常规的滞环环宽公式计算得到，逆变器的拓扑、控制以及开关器件之间的动作序列不同，滞环环宽的计算公式也不同。在如图1所示的实施例中，例如逆变主电路110采用双极性调制方式时，所述滞环环宽的计算公式可为：

例如，当逆变主电路110为H5、Heric等非隔离光伏逆变器拓扑结构，或者采用单极性调制方式时，所述滞环环宽的计算公式可为：

其中，H为滞环环宽，L为该逆变器的电感值，V_g为该电网的瞬时电压，V_bus为该直流母线的瞬时电压，f_s为该逆变器设计的开关频率。

需要说明的是，本案对滞环环宽的计算方式并不以此为限，可以根据逆变器实际情况采用合适的滞环环宽计算公式。在本实施例中，实时采样电网的瞬时电压V_g(z)，带入上述滞环环宽的计算公式计算得到当前控制周期的滞环环宽H(z)。

结合参考图1，较佳地，在所述步骤S3中，根据实际的应用情形可通过选择在线或离线的方法来获得下一控制周期的滞环环宽H(z+1)。例如，对于控制精度要求较高的，可通过该滞环环宽预测单元123在线预测下一控制周期的该电网的瞬时电压V_g(z+1)，并根据滞环环宽的计算公式计算得到下一控制周期的滞环环宽H(z+1)；而对于控制精度要求较低的，可通过该滞环环宽预测单元123以离线方式计算得到下一控制周期的滞环环宽H(z+1)。在一些实施例中，例如，在过零点附近，该滞环环宽预测单元123可以直接设置下一控制周期的滞环环宽为H(z+1)＝H_zero，其中H_zero为过零点附近给定的环宽值。在线预测有很多方法，比如采用模型预测控制算法，建立控制对象模型，然后根据当前的系统状态量预测下一周期的状态量，因此在本实施例中，可以采用在线预测的方法预测下一控制周期的该电网的瞬时电压V_g(z+1)。离线方式是一种事先计算出理论控制量的方法，根据逆变器的额定工况假定系统所有的状态量按照理论情况变化，例如假定电网的电压和电流按照正弦变化，直流母线的电压保持不变，从而计算出一个工频周期内的所有理论上的滞环环宽。在本实施例中，例如，可以从理论的滞环环宽中选择相应的下一周期计算所需的变量。

在本发明的其它实施例中，在步骤S1中还可通过该采样单元121实时采样直流母线的瞬时电压V_bus(z)。在步骤S2中，该滞环环宽计算单元122是根据步骤S1中的该电网的瞬时电压V_g(z)和该直流母线的瞬时电压V_bus(z)计算当前控制周期的滞环环宽H(z)。在步骤S3中，该滞环环宽预测单元123是通过在线预测下一控制周期的该电网的瞬时电压V_g(z+1)和该直流母线的瞬时电压V_bus(z+1)，并计算得到下一控制周期的滞环环宽H(z+1)。或者该滞环环宽预测单元123是通过离线方式得到下一控制周期的该电网的瞬时电压V_g(z+1)和该直流母线的瞬时电压V_bus(z+1)，从而计算得到下一控制周期的滞环环宽H(z+1)。其中，滞环环宽的计算公式同样可以采用上述公式(1)或者公式(2)，此处不再详述。

在步骤S4中，该修正单元124可通过加权平均的方法进行修正，例如，可根据当前控制周期的滞环环宽H(z)和下一控制周期的滞环环宽H(z+1)计算得到该最终滞环环宽H_out(z)，也即，该最终滞环环宽的修正公式可为：

H_out(z)＝A(z)H(z)+B(z)H(z+1)

其中，H_out(z)为当前控制周期的最终滞环环宽，A(z)与B(z)为权重。

较佳地，所述权重A(z)与B(z)的关系例如可为：B(z)＝1-A(z)。更佳地，可为A(z)＝B(z)＝0.5。当然，可以理解的是，所述权重A(z)与B(z)的取值并不局限于上述数值，这些并不作为对本发明的限制。本发明通过将当前控制周期的滞环环宽与下一个控制周期的滞环环宽进行加权平均作为最终滞环环宽，可以降低数字化控制中离散化的影响。

在本实施例中，上述滞环环宽的计算公式中的该逆变器的电感值可为一固定的电感值。而在其它实施例中，所述滞环环宽的计算公式中的该逆变器的电感值可为一变化的电感值，尤其是当该逆变器的电感非理想时，例如磁芯采用某些材质(例如，磁粉芯)形成的电感的感值受电流影响较大时，可进一步考虑该逆变器的电感值变化，以使得设计的环宽更加准确。

当需要进一步考虑该逆变器的电感值的变化时，在计算当前控制周期的滞环环宽H(z)和下一控制周期的滞环环宽H(z+1)之前还包括有一电感计算步骤，以得到该变化的电感值。

例如，在步骤S2之前还包括：

步骤S20，该滞环环宽计算单元122根据当前控制周期的输出电流I_g(z)采用查表方法或拟合曲线方法以获得该逆变器的实时的电感值L(z)。其中，所述查表方法是从一包含有该逆变器的不同输出电流值和与之对应的电感值的对应关系表中进行查找以获得与当前控制周期的输出电流I_g(z)相对应的该逆变器的实时的电感值L(z)。

相应地，在步骤S3之前还包括：

步骤S30，该滞环环宽预测单元123还预测下一控制周期的该逆变器的输出电流I_g(z+1)，并且采用查表方法或拟合曲线方法以获得下一控制周期的该逆变器的电感值L(z+1)。

下面将结合图1和图2B，以一具体实施例对本发明的逆变器的滞环控制方法做进一步的详细的说明。在此具体实施例中，是综合考虑了数字化控制中的离散化的影响以及逆变器的电感值的影响。如图2B所示，此具体实施例的逆变器的滞环控制方法包括：

步骤201：实时采样电网的瞬时电压V_g、直流母线的瞬时电压V_bus与逆变器的输出电流I_g。

步骤202：根据该输出电流I_g获得该逆变器实时的电感值L。

在此步骤中，例如可根据该逆变器的磁芯的特性采用上述的查表方法或拟合曲线方法来获得电感值。图3示出了本具体实施例中采用的磁粉芯电感随电流变化的关系图。由图3可看出，电流值越大，电感值越小。而图4则示出了不同电感值下的理论环宽值，其中实线为固定的电感下的计算结果，虚线为考虑了磁粉芯电感随电流变化后计算得到的结果。由图4可看出，两个结果之间存在明显的偏差，因此在环宽的设计过程中考虑电感值的变化会获得更加准确的滞环环宽。

步骤203：根据采样的电网的瞬时电压V_g、直流母线的瞬时电压V_bus以及逆变器的电感值L计算当前控制周期的滞环环宽H。

在此步骤中，本具体实施例中采用的环宽计算公式例如公式(1)或公式(2)。

图5为示出了此步骤中计算得到的环宽结果，其中虚线为理论值，实线为数字化控制中离散化后的环宽值。图6为图5中0.01秒处的细节展开波形图，图中实线与虚线存在明显的偏差，即离散化后的环宽值与理论值并不相等。图7示出了在一个控制周期内的离散化的环宽值与理论值之间的偏差，可以明显看到在过零点附近偏差最大。图8示出了偏差占理论环宽的比重，根据图8可知，离散化后的结果在过零点附近存在非常大的偏差，这会导致电流波形出现严重畸变。

步骤204：根据实际的需求，选择在线或者离线的方法来获得下一控制周期的滞环环宽。若选择在线的方法，则进行步骤205和步骤206；若选择离线的方法则进行步骤207和步骤208。

步骤205：预测下一控制周期的滞环环宽的计算所需的变量：例如包括下一控制周期的电网的瞬时电压V_g(z+1)、直流母线的瞬时电压V_bus(z+1)、电感值L(z+1)等。这些变量可以采用现有的变量预测方法来获得。

步骤206：计算下一控制周期的滞环环宽。在此步骤中，下一控制周期的环宽计算公式与步骤203中采用的计算公式相对应。

若采用离线的方法计算下一控制周期的滞环环宽，进行以下步骤：

步骤207：离线计算获得下一控制周期滞环环宽的计算所需的变量：例如包括下一控制周期的电网的瞬时电压V_g(z+1)、直流母线的瞬时电压V_bus(z+1)、电感值L(z+1)等。

在此步骤中，本具体实施例中根据逆变器的额定工况假定系统所有的状态量按照理论情况变化，例如电网的电压和电流会按照正弦变化，直流母线的电压保持不变，据此得到相应的下一周期计算所需的变量。

步骤208：根据步骤207计算的变量计算下一控制周期的滞环环宽。

同样的，在此步骤中采用滞环环宽的计算公式与步骤203中采用的计算公式相对应。工程应用中也可以采用简化的方法，比如直接在过零点附近给定一个环宽，令H(z)＝H(z+1)＝H_zero，其中H_zero为过零点附近给定的环宽值。步骤209：当前与下一控制周期的两个滞环环宽加权作为最终滞环环宽。例如，将步骤203得到的当前控制周期的滞环环宽H(z)与步骤206或步骤208计算得到的下一控制周期的环宽H(z+1)加权，其计算公式为：

H_out(z)＝A(z)H(z)+B(z)H(z+1)

其中，H_out(z)为当前控制周期的最终滞环环宽，A(z)与B(z)为权重。权重越大代表与之对应的环宽设计结果偏向性更强。本具体实施例中选择A(z)＝B(z)＝0.5。

步骤210：根据采样得到的该输出电流I_g和该最终滞环环宽H_out(z)输出驱动信号控制逆变器运行。

其中，主控单元设置一参考电流值，分别加上和减去最终滞环环宽的一半H_out(z)/2，从而计算出滞环上限和滞环下限，利用输出电流与滞环上下限进行比较后最终输出驱动信号，从而控制该逆变器的运行。

图9示出了本具体实施例的环宽计算结果在过零点附近的展开图。经由图9与图6对比，可以看到离散化的偏差得到了修正。

图10为采用本发明的方法和常规方法进行滞环控制得到的电流总谐波畸变(THD)的测试结果示意图，其中白色条纹块代表采用常规方法设计的滞环控制器的测试结果，黑色方块代表采用本发明的方法设计的滞环控制器的测试结果，由图中可以看到采用本发明的方法的测试结果中的高次谐波明显小于常规方法。本发明的方法考虑实际电感值的变化，从而优化了逆变器的滞环控制。进一步的，本发明通过预测下一控制周期的滞环环宽来修正当前控制周期的滞环环宽，从而有效减小电网电压在过零点附近的环宽偏差，并可有效降低电流的高次谐波含量。

虽然本发明已以实施方式揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何熟悉此技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视所附的权利要求书所界定的范围为准。