阅读说明：本技术 一种功率转换电路及直流谐振转换器 (Power conversion circuit and direct current resonance converter ) 是由 朱阳阳 蒋劲松 赵凯洪 庄启超 郭水保 于 2020-04-13 设计创作，主要内容包括：本发明提供一种功率转换电路及直流谐振转换器,功率转换电路包括依次相连的三相桥模块、三相谐振模块、三相变压模块和整流模块,整流模块使用全波整流电路,并用含有反并联二极管的开关件代替二极管进行整流；所述三相桥模块还包括原边驱动单元以驱动所述三相桥交错通断谐振；整流模块还包括采样单元和门限比较单元,将每路采样电流信号与预设值比较后输出六路门限矩形波信号,以对应驱动所述整流模块中与采样回路相连的开关件的通断。在减小结构体积的同时,可以实现更宽的输入输出电压和更小的输出电流纹波。降低了开关损耗,提升了转换效率,降低了同步开关件的耐压,减少了所需的输出端滤波电容数量。(The invention provides a power conversion circuit and a direct current resonance converter, wherein the power conversion circuit comprises a three-phase bridge module, a three-phase resonance module, a three-phase transformation module and a rectification module which are sequentially connected, wherein the rectification module uses a full-wave rectification circuit and uses a switching element containing an anti-parallel diode to replace a diode for rectification; the three-phase bridge module also comprises a primary side driving unit for driving the three-phase bridge to perform staggered on-off resonance; the rectification module also comprises a sampling unit and a threshold comparison unit, and six threshold rectangular wave signals are output after each path of sampling current signal is compared with a preset value so as to correspondingly drive the on-off of a switch piece connected with the sampling loop in the rectification module. The structure volume is reduced, and meanwhile, wider input and output voltage and smaller output current ripple can be realized. The switching loss is reduced, the conversion efficiency is improved, the withstand voltage of the synchronous switching element is reduced, and the number of required output end filter capacitors is reduced.)

一种功率转换电路及直流谐振转换器

技术领域

本发明涉及电源技术领域，特别是涉及一种功率转换电路及直流谐振转换器。

背景技术

目前可以实现高压转低压大电流宽输入输出电压范围直流-直流变换器电路拓扑比较多，隔离的如全桥硬开关电路拓扑、移相全桥拓扑、有源钳位正反激拓扑、全桥LLC拓扑，副边整流方式有整流、桥堆整流、倍流整流等。

全桥LLC拓扑存在输出纹波电流大、电容滤波电流应力大等问题，ZVS移相全桥和硬开关全桥倍流整流虽然可以大大降低纹波电流应力；由于过大的输入输出电压范围以及暂态电压尖峰应力会影响同步整流MOS耐压的选择，高压MOS的导通电阻过大(尤其100V以上)反过来影响效率的提升，难以实现更宽输入输出电压范围。

桥堆同步整流MOS管电压应力低，但是整流器串联整流的结构导致整流损耗相对较大；倍流整流是交错式整流有纹波电流更小的优点，但是双电感结构体积相对较大，适用原边拓扑种类也较少。

发明内容

本发明的目的在于提供一种功率转换电路及直流谐振转换器，可以实现更宽的输入输出电压、更小的输出电流纹波以及更小的结构体积。

首先，本发明提供了一种功率转换电路，具体地，一种功率转换电路包括依次连接的三相桥模块、三相谐振模块、三相变压模块和整流模块，所述三相桥模块包括三个原边半桥，每个原边半桥包括串联的两个开关件，所述三相谐振模块包括多个谐振单元，所述谐振单元包括串联连接的谐振电容和谐振电感，所述变压模块包括三个变压器，所述整流模块使用全波整流电路，并用含有反并联二极管的开关件代替二极管进行整流；所述三相桥模块还包括原边驱动单元，所述原边驱动单元连接每个原边半桥中每个开关件的控制端，以输出原边驱动信号驱动所述三相桥模块中的开关件交错通断；所述整流模块还包括采样单元和门限比较单元，所述采样单元采样每个变压器次级同相端和反相端的电流，并将六路采样电流信号输出至所述门限比较单元，所述门限比较单元与所述整流模块中的每个开关件的控制端相连，用于将每路采样电流信号与预设值比较后输出六路门限矩形波信号，以对应驱动所述整流模块中与采样回路相连的开关件的通断。

进一步地，所述三相桥模块包括第一开关件、第二开关件、第三开关件、第四开关件、第五开关件、第六开关件，所述三相谐振模块包括第一谐振电感、第一谐振电容、第二谐振电感、第二谐振电容、第三谐振电感和第三谐振电容，所述三相变压模块包括第一变压器、第二变压器和第三变压器；其中：所述第一开关件的输入端连接所述第二开关件的输出端形成第一原边半桥，所述第三开关件的输入端连接所述第四开关件的输出端形成第二原边半桥，所述第五开关件的输入端连接所述第六开关件的输出端形成第三原边半桥，所述第一开关件、第三开关件和第五开关件的输出端连接原边母线的负极，所述第二开关件、第四开关件和第六开关件的输入端连接原边母线的正极；所述第一谐振电感的第一端连接所述第二开关件的输出端，所述第二谐振电感的第一端连接所述第四开关件的输出端，所述第三谐振电感的第一端连接所述第六开关件的输出端，所述第一谐振电感的第二端通过所述第一谐振电容与所述第一变压器的初级同相端相连，所述第二谐振电感的第二端通过所述第二谐振电容与所述第二变压器的初级同相端相连，所述第三谐振电感的第二端通过所述第三谐振电容与所述第三变压器的初级同相端相连，所述第一变压器、第二变压器和第三变压器的初级反相端互相连接，所述第一变压器、第二变压器和第三变压器的次级侧与所述整流模块连接。

进一步地，所述第一原边半桥、第二原边半桥和第三原边半桥的开关频率相同，所述第一开关件、所述第三开关件和所述第五开关件的开关时序相差120°。

进一步地，所述整流模块包括第七开关管、第八开关管、第九开关管、第十开关管、第十一开关管和第十二开关管，所述第一变压器的次级同相端连接所述第七开关管的输出端，所述第一变压器的次级反相端连接所述第八开关管的输出端，所述第二变压器的次级同相端连接所述第九开关管的输出端，所述第二变压器的次级反相端连接所述第十开关管的输出端，所述第三变压器的次级同相端连接所述第十一开关管的输出端，所述第三变压器的次级反相端连接所述第十二开关管的输出端，所述第一变压器、第二变压器和第三变压器的次级中心抽头均连接副边母线的正极，所述第七开关管、第八开关管、第九开关管、第十开关管、第十一开关管和第十二开关管的输入端均连接副边母线的负极。

进一步地，所述整流模块还包括第一逻辑单元，所述第一逻辑单元与所述原边驱动单元连接，并连接在所述第七开关件、第八开关件、第九开关件、第十开关件、第十一开关件和第十二开关件的控制端与所述门限比较单元之间，用于获取所述原边驱动信号和所述门限矩形波信号，运算后输出脉宽调制信号以对应驱动所述第七开关件、第八开关件、第九开关件、第十开关件、第十一开关件和第十二开关件的的通断。

进一步地，所述整流模块还包括使能单元和第二逻辑单元，所述使能单元与所述第二逻辑单元连接，用于输出使能开关信号至所述第二逻辑单元；所述第二逻辑单元连接在所述第七开关件、第八开关件、第九开关件、第十开关件、第十一开关件和第十二开关件的控制端与所述第一逻辑单元之间，用于接收所述脉宽调制信号和所述使能开关信号，运算后输出整流开关信号以对应驱动所述第七开关件、第八开关件、第九开关件、第十开关件、第十一开关件和第十二开关件的通断。

进一步地，所述功率转换电路还包括原边滤波电容和/或副边滤波电容，所述原边滤波电容的正极端连接原边母线的正极，所述原边滤波电容的负极端连接原边母线的负极；和/或，所述副边滤波电容的正极端连接副边母线的正极，所述副边滤波电容的负极端连接副边母线的负极。

进一步地，所述三相桥模块中，每个原边半桥中串联的两个开关管的开关时序相差180°。

进一步地，所述开关件为N型MOS管。

其次，本发明还提供了一种直流谐振转换器，具体地，直流谐振转换器包括如上所述的任一项功率转换电路。

本发明提供的功率转换电路及直流谐振转换器，在减小结构体积的同时，可以实现更宽的输入输出电压和更小的输出电流纹波。降低了开关损耗，提升了转换效率，降低了同步开关件的耐压，减少了所需的输出端滤波电容数量，极大提高了用户体验。

附图说明

图1为本发明一实施例功率转换电路模块图。

图2为本发明一实施例功率转换电路的电路图一。

图3为本发明一实施例功率转换电路的电路图二。

图4为本发明一实施例功率转换电路的电路图三。

图5为本发明一实施例功率转换电路原边驱动信号的时序图。

图6为本发明一实施例功率转换电路的电路图四。

图7为本发明一实施例整流模块的模块图一。

图8为本发明一实施例功率转换电路的原边驱动信号、采样电流信号及门限矩形波信号的时序图。

图9为本发明一实施例整流模块的模块图二。

图10为本发明一实施例整流模块的模块图三。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

第一个方面，本发明提供了一种功率转换电路。图1为本发明一实施例功率转换电路模块图。如图1所示，功率转换电路包括依次连接的三相桥模块1、三相谐振模块2、三相变压模块3和整流模块4。三相桥模块1还包括原边驱动单元11。

直流电源电压由原边母线经三相桥模块1输入，在原边驱动单元11的驱动下，三相谐振模块2的交错谐振，通过三相变压模块3的初级到副级变压，经整流模块4输出整流后的直流电压，从而实现直流-直流功率转换。

图2是本发明一实施例功率转换电路的电路图一。

如图2所示，在一实施例中，功率转换电路的三相桥模块1包括第一开关件Q1、第二开关件Q2、第三开关件Q3、第四开关件Q4、第五开关件Q5和第六开关件Q6。功率转换电路的三相谐振模块2包括第一谐振电感L1、第一谐振电容C1、第二谐振电感L2、第二谐振电容C2、第三谐振电感L3和第三谐振电容C3。功率转换电路的三相变压模块3包括第一变压器T1、第二变压器T2和第三变压器T3。

第一开关件Q1的输入端连接第二开关件Q2的输出端形成第一原边半桥。第三开关件Q3的输入端连接第四开关件Q4的输出端形成第二原边半桥。第五开关件Q5的输入端连接第六开关件Q6的输出端形成第三原边半桥。第一开关件Q1、第三开关件Q3和第五开关件Q5的输出端连接原边母线的负极Vi-，第二开关件Q2、第四开关件Q4和第六开关件Q6的输入端连接原边母线的正极Vi+。

第一谐振电感L1的第一端连接第二开关件Q2的输出端，第二谐振电感L2的第一端连接第四开关件Q4的输出端，第三谐振电感L3的第一端连接第六开关件Q6的输出端。

第一谐振电感L1的第二端通过第一谐振电容C1与第一变压器T1的初级同相端相连，形成第一谐振单元。第二谐振电感L2的第二端通过第二谐振电容C2与第二变压器T2的初级同相端相连，形成第二谐振单元。第三谐振电感L3的第二端通过第三谐振电容C3与第三变压器T3的初级同相端相连，形成第三谐振单元。第一变压器T1、第二变压器T2和第三变压器T3的初级反相端互相连接以形成谐振回路，从而使三个变压器的初级侧呈星形连接。

第一变压器T1、第二变压器T2和第三变压器T3的次级侧与整流模块4连接，以输出转换后的电压。

三相桥模块1还包括原边驱动单元11。原边驱动单元11连接第一开关件Q1、第二开关件Q2、第三开关件Q3、第四开关件Q4、第五开关件Q5和第六开关件Q6的控制端，以分别输出原边驱动信号控制第一开关件Q1、第二开关件Q2、第三开关件Q3、第四开关件Q4、第五开关件Q5和第六开关件Q6的交错通断。

其中，整流模块4可以是常规的各种整流电路，例如全波整流电路、半波整流电路、桥式整流电路或者倍压整流电路等。

通过原边驱动单元11发出的原边驱动信号的交错控制下，第一原边半桥、第二原边半桥以及第三原边半桥交错并联工作，直流原边母线输入六个开关件组成的三个半桥后，经三个谐振单元谐振变为交流电压，进而通过三个变压器输出变压后的三相交流电压，经整流模块4的整流，实现了更宽的输入输出电压和更小的输出电流纹波的效果，同时提升了转换效率。

在一实施例中，三相谐振模块2中的每一个谐振回路中，所有谐振电感的电感量均为17mH，所有谐振电容的电容量均为110nF。在其他实施例中，谐振电感的电感量和谐振电容的电容量可以根据谐振中心频点的需要选择其他规格。通过三相谐振模块的谐振功能，实现三相直流电压到三相交流电压的转换，从而原边三相桥模块中的开关件可以实现软开关通断，消除了开关过程中电压、电流的重叠，大大减小了开关损耗。同时，谐振过程也限制了开关过程中电压和电流的变化率，使得开关噪声减小。

图3为本发明一实施例功率转换电路的电路图二。

如图3所示，在一实施例中，整流模块4是由包括第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9、第十二极管D10、第十一二极管D11和第十二二极管D12组成的全波整流回路。其中，第一变压器T1的次级同相端连接第七二极管D7的阴极，第一变压器T1的次级反相端连接第八二极管D8的阴极。第二变压器T2的次级同相端连接第九二极管D9的阴极，第二变压器T2的次级反相端连接第十二极管D10的阴极。第三变压器T3的次级同相端连接第十一二极管D11的阴极，第三变压器T3的次级反相端连接第十二二极管D12的阴极。第一变压器T1、第二变压器T2和第三变压器T3的次级中心抽头互相连接以设置为副边母线的正极Vo+，第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9、第十二极管D10、第十一二极管D11和第十二二极管D12的阳极均互相连接以设置为副边母线的负极Vo-。

通过六个二极管组成的全波整流回路，可以实现在减小结构体积的同时，输出电压纹波进一步降低，降低了输出端器件的耐压，提升了转换效率。

在另一实施例中，在上述实施例的基础上，将第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9、第十二极管D10、第十一二极管D11和第十二二极管D12均阳极阴极互换反向连接，则输出的副边母线的正极Vo+和负极Vo-互调。

图4为本发明一实施例功率转换电路的电路图三。

如图4所示，在一实施例中，功率转换电路还包括原边滤波电容C4。原边滤波电容C4的正极端连接原边母线的正极Vi+，原边滤波电容C4的负极端连接原边母线的负极Vi-。

和/或，如图4所示，功率转换电路还包括副边滤波电容，副边滤波电容的正极端连接副边母线的正极Vo+，副边滤波电容的负极端连接副边母线的负极Vo-。

滤波电容是一种储能器件，将滤波电容并联在功率转换电路的输入端或输出端，可以降低电压的脉动波纹系数，以提升高效平滑直流输出，进一步降低输出电压的纹波。滤波电容可选用常规的电解电容或者瓷片电容等。

以高电平驱动开关件导通的情况为例，图5为本发明一实施例功率转换电路原边驱动信号的时序图。在原边驱动信号中，第一开关件Q1的原边驱动信号为第一原边驱动信号S1，第二开关件Q2的原边驱动信号为第二原边驱动信号S2，第三开关件Q3的原边驱动信号为第三原边驱动信号S3，第四开关件Q4的原边驱动信号为第四原边驱动信号S4，第五开关件Q5的原边驱动信号为第五原边驱动信号S5，第六开关件Q6的原边驱动信号为第六原边驱动信号S6。

在一实施例中，如图5所示，在原边驱动信号中，第一开关件Q1和第二开关件Q2的原边驱动信号互为反相，第三开关件Q3和第四开关件Q4的原边驱动信号互为反相，第五开光管和第六开关件Q6的原边驱动信号互为反相。在一实施例中，第一开关件Q1、第二开关件Q2、第三开关件Q3、第四开关件Q4、第五开关件Q5和第六开关件Q6的原边驱动信号高电平占空比均为百分之五十。在另一实施例中，由于MOS管的开关特性，为了保护MOS开关管，第一开关件Q1、第二开关件Q2、第三开关件Q3、第四开关件Q4、第五开关件Q5和第六开关件Q6的原边驱动信号高电平占空比略低于百分之五十。

如图5所示，在一实施例中，第一原边半桥、第二原边半桥和第三原边半桥的开关频率相同。在原边驱动信号的驱动下，第一开关件Q1、第三开关件Q3和第五开关件Q5的开关时序相差120°。

在电路的使用实施例中，可以通过调整原边驱动信号的频率来调整功率转换电路的增益，从而适合更多使用场景。在其他实施例中，也可以通过调整占空比来调整增益。

图6为本发明一实施例功率转换电路的电路图四。

如图6所示，在一实施例中，功率转换电路还包括第七开关件Q7、第八开关件Q8、第九开关件Q9、第十开关件Q10、第十一开关件Q11和第十二开关件Q12。第七开关件Q7与第七二极管D7反并联连接，第八开关件Q8与第八二极管D8反并联连接，第九开关件Q9与第九二极管D9反并联连接，第十开关件Q10与第十二极管D10反并联连接，第十一开关件Q11与第十一开关件Q11反并联连接，第十二开关件Q12与第十二二极管D12反并联连接。

由于副边使用开关件用于全波交流整流，从而可以实现软开关通断控制，消除开关过程中电压、电流的重叠，大大减小了开关损耗的同时，也使得开关噪声减小。因原边三相桥模块是三相交错控制，可以降低电流纹波，降低原边和副边滤波电容的容量需求。副边整流开关件的电压应力也得到减小，降低整流损耗，可实现较宽的输入输出电压范围，从而降低功率变化装置的体积和成本。

在一实施例中，整流模块4使用含有反并联二极管的开关件如MOS管来代替二极管进行全波整流。由于一些开关器件的晶圆中寄生有反并联二极管，例如含有反并联二极管的MOS管，在这种情况下，开关件与反并联连接的二极管事实上就是一颗MOS管。

在一实施例中，第七开关件Q7、第八开关件Q8、第九开关件Q9、第十开关件Q10、第十一开关件Q11和第十二开关件Q12均为高电平导通的开关件。

在一实施例中，第七开关件Q7、第八开关件Q8、第九开关件Q9、第十开关件Q10、第十一开关件Q11和第十二开关件Q12的控制端分别与原边驱动单元11相连，第七开关件Q7与第一开关件Q1的同步通断，第八开关件Q8与第二开关件Q2同步通断，第九开关件Q9与第三开关件Q3同步通断，第十开关件Q10与第四开关件Q4同步通断，第十一开关件Q11与第五开关件Q5同步通断，第十二开关件Q12与第六开关件Q6同步通断。在其他实施例中，第七开关件Q7、第八开关件Q8、第九开关件Q9、第十开关件Q10、第十一开关件Q11和第十二开关件Q12的控制端没有与原边驱动单元11相连，整流模块4通过其他方式产生控制信号以驱动第七开关件Q7、第八开关件Q8、第九开关件Q9、第十开关件Q10、第十一开关件Q11和第十二开关件Q12的通断。

在一实施例中，在副边开关件导通之前，由于开关件中反并联二极管的存在，当谐振电压施加于开关管两端时，反并联二极管优先导通，从而在副边产生谐振电流。

图7为本发明一实施例整流模块的模块图一。

在一实施例中，如图7所示，整流模块4还包括采样单元41和门限比较单元42。其中采样单元41分别采样第一变压器T1次级同相端、第一变压器T1次级反相端、第二变压器T2次级同相端、第二变压器T2次级反相端、第三变压器T3次级同相端以及第三变压器T3次级反相端的电流。门限比较单元42连接采样单元41，用于获取采样单元41采样的六路采样电流信号，将每路采样电流信号与预设值比较后，输出六路门限矩形波信号至第七开关件Q7、第八开关件Q8、第九开关件Q9、第十开关件Q10、第十一开关件Q11和第十二开关件Q12的控制端，以驱动开关件的通断。

由于是交流电流采样，电路中的采样单元41可以采用常规各种采样方法，例如电阻采样、电流互感器采样以及霍尔元件采样。在一实施例中，采样单元41采用电阻采样方法的六个电流采样器件，分别串联在第一变压器T1次级同相端与第七二极管D7的阴极之间、第一变压器T1次级反相端与第八二极管D8的阴极之间、第二变压器T2次级同相端与第九二极管D9的阴极之间、第二变压器T2次级反相端与第十二极管D10的阴极之间、第三变压器T3次级同相端与第十一二极管D11的阴极之间以及第三变压器T3次级反相端与第十二二极管D12的阴极之间，以分别采样六路采样电流信号。

在一实施例中，门限比较单元42用数字信号处理器(DSP)芯片来实现。

在门限比较单元42的副边，先选定一个定值即预设值作为副边开关件的开启阈值。以第一变压器次级为例：采样单元41将第一变压器T1次级同相端采样的电流转换为电压与预设值通过门限比较单元42进行比较。当采样电流信号大于开启阈值时，门限比较单元42输出第七开关件Q7的门限矩形波信号为高电平，将第七开关件Q7导通。当采样电流信号不大于开启阈值时，门限比较单元42输出第七开关件Q7的门限矩形波信号为低电平，将第七开关件Q7断开。采样单元41将第一变压器T1次级反相端采样的电流转换为电压与预设值通过门限比较单元42进行比较。当采样电流信号大于开启阈值时，门限比较单元42输出第八开关件Q8的门限矩形波信号为高电平，将第八开关件Q8导通。当采样电流信号不大于开启阈值时，门限比较单元42输出第八开关件Q8的门限矩形波信号为低电平，将第八开关件Q8断开。副边其他开关件的通断与上述原理相同，在此不再赘述。

图8为本发明一实施例功率转换电路的原边驱动信号、采样电流信号及门限矩形波信号的时序图。

如图8所示，采样第一变压器T1次级同相端的电流I1，经过门限比较单元42生成第七矩形波信号M1以驱动第七开关件Q7的通断。采样第一变压器T1次级反相端的电流I8，经过门限比较单元42生成第八矩形波信号M8以驱动第八开关件Q8的通断。采样第二变压器T2次级同相端的电流I9，经过门限比较单元42生成第九矩形波信号M9以驱动第九开关件Q9的通断。采样第二变压器T2次级反相端的电流I10，经过门限比较单元42生成第十矩形波信号M10以驱动第十开关件Q10的通断。采样第三变压器T3次级同相端的电流I11，经过门限比较单元42生成第十一矩形波信号M11以驱动第十一开关件Q11的通断。采样第三变压器T3次级反相端的电流I12，经过门限比较单元42生成第十二矩形波信号M12以驱动第十二开关件Q12的通断。

通过采样各变压器次级同相端和反相端的电流生成矩形波信号来驱动对应通路上连接的开关管，可以避免二极管在大电流下的工作特性偏移。

图9为本发明一实施例整流模块的模块图二。

如图9所示，在一实施例中，整流模块4还包括第一逻辑单元43。第一逻辑单元43与原边驱动单元11连接，并连接在第七开关件Q7、第八开关件Q8、第九开关件Q9、第十开关件Q10、第十一开关件Q11和第十二开关件Q12的控制端与门限比较单元42之间，用于获取原边驱动信号和门限矩形波信号，并输出脉宽调制信号至第七开关件Q7、第八开关件Q8、第九开关件Q9、第十开关件Q10、第十一开关件Q11和第十二开关件Q12的控制端。

在一实施例中，第一逻辑单元43是数字信号处理芯片中的与运算。

在一实施例中，第一逻辑单元43接收相同谐振相位的原边开关件的原边驱动信号和副边开关件的门限矩形波信号，通过将原边驱动信号和门限矩形波信号与运算后再作为相应开关管的控制信号，可以保证开关件是在功率转换电路原边三相桥模块1中的开关件导通时才导通，防止干扰电流造成的错误动作，以确保副边开关件工作在正确状态。

在一实施例中，第一逻辑单元43运算真值表如下：

在上述实施例的同步整流控制中，由于采用了预设值对采样电流进行门限比较，相当于对过零信号进行延时后发出控制信号，从而实现控制整流开关件延时导通的目的。在功率转换的主动控制中的原边驱动开关管，实践中同样会实施相应的延时导通控制，通过与运算，进一步保障整流开关管的延时导通控制。

图10为本发明一实施例整流模块的模块图三。

如图10所示，在一实施例中，整流模块4还包括使能单元44和第二逻辑单元45，使能单元44与第二逻辑单元45连接，用于输出使能开关信号至第二逻辑单元45。第二逻辑单元45连接在第七开关件Q7、第八开关件Q8、第九开关件Q9、第十开关件Q10、第十一开关件Q11和第十二开关件Q12的控制端与第一逻辑单元43之间，用于接收脉宽调制信号和使能开关信号，并输出整流开关信号至第七开关件Q7、第八开关件Q8、第九开关件Q9、第十开关件Q10、第十一开关件Q11和第十二开关件Q12的控制端。

在一实施例中，第二逻辑单元45是数字信号处理芯片中的与运算。。通过增加使能单元44，对使能开关信号和脉宽调制信号进行与运算后再作为副边开关件的控制信号，可以增强对电路的保护，以确保在使能开关信号有效的情况下，副边开关件才能正确导通，以实现同步整流。

在一实施例中，第二逻辑单元45的运算真值表如下：

需要说明的是，在其他实施例中，开关件可以是各种开关器件或者开关电路。例如，开关件可以是N型MOS管，也可以是P型MOS管，或者其他类型的开关件比如继电器、晶闸管以及IGBT等开关器件。在开关件不同时，相应地驱动电平也相应调整即可。

第二个方面，本发明还提供了一种直流谐振转换器，具体地，直流谐振转换器包括如上的任一功率转换电路。直流谐振转换器的实现原理与上述实施例相同，在此不在赘述。

本发明提供的功率转换电路及直流谐振转换器，在减小结构体积的同时，可以实现更宽的输入输出电压和更小的输出电流纹波。降低了开关损耗，提升了转换效率，降低了同步开关件的耐压，减少了所需的输出端滤波电容数量，极大提高了用户体验。

在附图中，为了清晰起见，会夸大层和区域的尺寸和相对尺寸。应当理解的是，当元件例如层、区域或基板被称作“形成在”、“设置在”或“位于”另一元件上时，该元件可以直接设置在所述另一元件上，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称作“直接形成在”或“直接设置在”另一元件上时，不存在中间元件。

在本文中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语的具体含义。

在本文中，用于描述元件的序列形容词“第一”、“第二”等仅仅是为了区别属性类似的元件，并不意味着这样描述的元件必须依照给定的顺序，或者时间、空间、等级或其它的限制。

在本文中，除非另有说明，“多个”、“若干”的含义是两个或两个以上。

本领域普通技术人员可以理解，实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤。前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

在本文中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，除了包含所列的那些要素，而且还可包含没有明确列出的其他要素。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此。任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。