阅读说明：本技术 旋转机的控制装置 (Control device for rotary machine ) 是由 小岛铁也 于 2018-11-16 设计创作，主要内容包括：一种控制具有电感随转子位置而变化的电感交流分量的旋转机(1)的旋转机的控制装置(100),具备：电流检测器(2),检测流过旋转机(1)的旋转机电流；以及速度推定器(3),基于由于电感随转子的位置而变化所产生的感应电压即运动电动势来运算转子的转速的推定值即推定转速。旋转机的控制装置(100)具备：位置运算器(4),使用推定转速来运算转子位置的推定值即推定位置；以及控制器(5),基于旋转机电流和推定位置输出用于驱动旋转机的旋转机电压指令。旋转机的控制装置(100)的特征在于,具备基于旋转机电压指令对旋转机施加电压的电压施加器(6)。(A control device (100) for a rotary machine (1) that controls an inductance alternating-current component having an inductance that varies with the position of a rotor, the control device comprising: a current detector (2) for detecting a rotary machine current flowing through the rotary machine (1); and a speed estimator (3) that calculates an estimated value of the rotational speed of the rotor, i.e., an estimated rotational speed, based on a moving electromotive force, which is an induced voltage generated due to a change in inductance with the position of the rotor. A control device (100) for a rotary machine is provided with: a position calculator (4) for calculating an estimated position, which is an estimated value of the rotor position, using the estimated rotational speed; and a controller (5) that outputs a rotating machine voltage command for driving the rotating machine based on the rotating machine current and the estimated position. A control device (100) for a rotating machine is characterized by being provided with a voltage applicator (6) for applying a voltage to the rotating machine on the basis of a rotating machine voltage command.)

旋转机的控制装置

技术领域

本发明涉及一种旋转机的控制装置，该旋转机的控制装置不使用检测转子位置的位置传感器而获得转子位置信息从而控制电感随转子位置而变化的旋转机。

背景技术

为了充分发挥旋转机的性能地驱动旋转机，需要转子的位置信息。因此，以往的旋转机的控制装置使用由安装于旋转机的位置传感器检测的位置信息。然而，从进一步降低旋转机的制造成本、旋转机的小型化及提高旋转机的可靠性这样的观点出发，已经开发出以无位置传感器方式驱动旋转机的技术。旋转机的无位置传感器控制方法包括通过对旋转机施加高频电压来推定转子位置的方法和不施加高频电压而根据旋转机的感应电压、交链磁通等推定转子位置的方法。专利文献1公开了对旋转机施加高频电压来推定转子位置的方法。在专利文献1所公开的无位置传感器控制方法中，检测对旋转机施加了高频电压时的旋转机电流，提取与高频电压相同频率分量的高频电流。然后，利用旋转机的电感、即高频电流的振幅以转子位置电角度的2倍频率变化的特性来推定转子位置。在这样的利用高频电压的方式中，即使在旋转机为零速或接近零速的低速时也能够精确地推定转子位置，另一方面，由于叠加的高频电压而产生转矩脉动或噪声。另外，在利用高频电压的方式中，高频电压叠加于对旋转机的绕组施加的电压和在旋转机的绕组流过的电流，与之相应地旋转机的最大转矩或旋转机的转速变小。

专利文献2、专利文献3及非专利文献1中公开了不施加高频电压而推定转子位置的方法。在不施加高频电压而推定转子位置的方法中，通过从旋转机的交链磁通中减去转子的q轴或d轴的电感与旋转机电流的乘积，提取交链磁通(flux linkage)中的与转子位置同步地旋转的分量。该分量中包含d轴基准的有效磁通(Active Flux)和q轴基准的有效磁通。在此，将电感变得最大的转子的方向设为d轴，将电感变得最小的方向设为q轴。d轴为被称为磁通轴的轴，q轴为被称为转矩轴的轴。d轴及q轴彼此在矢量上为正交关系。在专利文献2中，通过由观测器(observer)推定有效磁通来推定转子位置。在专利文献3中，使用由有效磁通而产生的感应电压来推定转子位置。在非专利文献1中，旋转机的电压中的、由于电感在d轴与q轴上的不同而出现的分量被提取为扩展感应电压，根据其相位推定出转子位置。

在专利文献2、3所公开的无位置传感器控制方法中，在旋转机电流的d轴分量或q轴分量为零的情况下，有效磁通变为零，无法推定转子位置。非专利文献1所公开的无位置传感器控制方法也是同样地，在旋转机电流的d轴分量为零的情况下扩展感应电压为零，无法推定转子位置。即，在专利文献2、3及非专利文献1所公开的无位置传感器控制方法中，取决于旋转机的通电方向，无法推定转子位置。在专利文献4所公开的无位置传感器控制方法中，通过对d轴基准和q轴基准这两者的有效磁通进行基于旋转机电流或交链磁通的d轴分量和q轴分量的加权，用于推定转子位置，从而解决该问题。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特许第5069306号公报

专利文献2：日本特许第4644010号公报

专利文献3：日本特许第3571698号公报

专利文献4：欧洲专利申请公开第2493067号说明书

非专利文献

非专利文献1：市川真士、陈志谦、富田睦雄、道木慎二、大熊繁著《基于扩展感应电压模型的凸极型永磁同步马达的无传感器控制》，日本电气学会期刊D，第122卷(2002年)，第12期，P1088-1096。

发明内容

发明所要解决的技术课题

然而，专利文献4所公开的基于旋转机电流或交链磁通的d轴分量和q轴分量的加权存在如下技术课题：不仅使转子位置推定的控制设计变得复杂，还使控制处理变得复杂。因此，在专利文献4所公开的技术中存在用于推定转子位置的结构变得复杂的技术课题。

本发明为鉴于上述情况而做出的，其目的在于得到一种能够不论旋转机的通电方向如何都以简单的结构来推定转子位置的旋转机的控制装置。

用于解决技术课题的技术方案

为了解决上述技术课题并达到目的，本发明的旋转机的控制装置为控制具有电感随转子位置而变化的电感交流分量的旋转机的旋转机的控制装置，该旋转机的控制装置具备：电流检测器，检测流过旋转机的旋转机电流；以及速度推定器，基于运动电动势运算转子的转速的推定值即推定转速，所述运动电动势为由于电感随转子的位置而变化所产生的感应电压。旋转机的控制装置具备：位置运算器，使用推定转速来运算转子位置的推定值即推定位置；以及控制器，基于旋转机电流和推定位置，输出用于驱动旋转机的旋转机电压指令。旋转机的控制装置的特征在于，具备基于旋转机电压指令对旋转机施加电压的电压施加器。

发明效果

根据本发明，实现如下效果：能够不论旋转机的通电方向如何都以简单的结构来推定转子位置。

附图说明

图1为示出本发明的实施方式1的旋转机的控制装置的结构的图。

图2为示出图1所示的速度推定器的结构的图。

图3为示出图2所示的自适应推定器的结构的图。

图4为示出本发明的实施方式2的旋转机的控制装置的结构的图。

图5为示出图4所示的速度推定器的结构的图。

图6为示出本发明的实施方式3的旋转机的控制装置的结构的图。

图7为示出图6所示的位置运算器的结构的图。

图8为示出本发明的实施方式4的旋转机的控制装置的结构的图。

图9为示出图8所示的位置检测器的结构的图。

图10为示出图8所示的位置运算器的结构的图。

图11为示出本发明的实施方式5的旋转机的控制装置的结构的图。

图12为示出图11所示的位置检测器的结构的图。

图13为示出本发明的实施方式1至5的旋转电机的控制装置的第1硬件结构例的图。

图14为示出实施方式1至5的旋转电机的控制装置的第2硬件结构例的图。

附图标记

1：旋转机；2：电流检测器；3、7：速度推定器；4、9、11：位置运算器；5：控制器；6：电压施加器；8、10、12：位置检测器；13：专用处理电路；14：处理器；15：存储装置；100、100A、100B、100C、100D：控制装置；301、302、505、1001、1002、1201、1202：三相-二相变换器；303、304、506、1003：旋转坐标变换器；305：自适应观测器；306：自适应推定器；501：电流指令运算器；502：d-q电流控制器；503：旋转坐标逆变换器；504：二相-三相变换器；701：干扰观测器；702：速度运算器；1004、1203：交链磁通电感交流分量运算器；1005：交链磁通电感交流分量推定器；1006、1206：转子位置推定误差运算器；1204：通电角度运算器；1205：交链磁通电感交流分量矢量推定器。

具体实施方式

以下基于附图详细说明本发明的实施方式的旋转机的控制装置。此外，并非通过该实施方式来限定该发明。

实施方式1.

图1为示出本发明的实施方式1的旋转机的控制装置的结构的图。实施方式1的旋转机的控制装置100具备：电压施加器6，根据用于驱动旋转机1的旋转机电压指令v_su*、v_sv*、v_sw*对旋转机1施加交流电压；以及电流检测器2，检测从电压施加器6供给至旋转机1的交流电流，将检测出的交流电流输出为旋转机电流i_su、i_sv、i_sw。旋转机的控制装置100还具备：速度推定器3，使用旋转机电压指令v_su*、v_sv*、v_sw*和旋转机电流i_su、i_sv、i_sw，推定旋转机1具有的转子的转速并输出为推定转速ω^＾ _r；位置运算器4，使用推定转速ω^＾ _r运算推定转子位置θ^＾ _r；以及控制器5。推定转速ω^＾ _r为构成旋转机1的未图示的转子的转速的推定值。推定转子位置θ^＾ _r为转子的旋转位置即转子位置的推定值。推定转子位置θ^＾ _r以电角度来表示。由旋转机的控制装置100控制的旋转机1为同步磁阻马达。同步磁阻马达为具有电感随转子位置而变化的电感交流分量的马达。以下有时将旋转机1简称为“旋转机”。电压施加器6经由U、V、W的3根布线而连接于旋转机。通过电流检测器2检测流过该布线的交流电流。以下将电感变得最大的转子的方向设为d轴，将电感变得最小的方向设为q轴。

控制器5具备电流指令运算器501、d-q电流控制器502、旋转坐标逆变换器503、二相-三相变换器504、三相-二相变换器505以及旋转坐标变换器506，运算用于使旋转机产生与转矩指令值T*相对应的输出的旋转机电压指令v_su*、v_sv*、v_sw*。

电流指令运算器501运算使旋转机产生与转矩指令值T*相对应的输出所需要的旋转坐标上的电流指令i_sd*、i_sq*。在此，旋转二相坐标上的电流指令i_sd*、i_sq*被选定为使对于转矩的电流有效值、即旋转机的铜损变得最小。

d-q电流控制器502进行控制以使得由旋转坐标变换器506进行旋转坐标变换的d-q轴电流i_sd、i_sq变为电流指令i_sd*、i_sq*，并且运算旋转二相坐标上的旋转机电压指令v_sd*、v_sq*。在该电流控制中利用例如比例积分(Proportional Integral：PI)控制等。

如下述式(1)所示，旋转坐标逆变换器503使用由位置运算器4运算出的推定转子位置θ^＾ _r，将旋转二相坐标上的旋转机电压指令v_sd*、v_sq*进行旋转坐标逆变换为二相坐标上的旋转机电压指令v_sα*、v_sβ*。在实施方式1中，下述式(1)的变换矩阵C_dq ^-1(θ^＾ _r)被用于旋转坐标逆变换。

[数学式1]

如下述式(2)所示，二相-三相变换器504将静止二相坐标上的旋转机电压指令v_sα*、v_sβ*变换为三相坐标上的旋转机电压指令v_su*、v_sv*、v_sw*。在实施方式1中，下述式(2)的变换矩阵C₂₃被用于二相-三相变换。

[数学式2]

如下述式(3)所示，三相-二相变换器505将三相坐标上的旋转机电流i_su、i_sv、i_sw进行三相-二相变换为静止二相坐标上的旋转机电流i_sα、i_sβ。在实施方式1中，下述式(3)的变换矩阵C₃₂被用于三相-二相变换。

[数学式3]

如下述式(4)所示，旋转坐标变换器506使用推定转子位置θ^＾ _r将静止二相坐标上的旋转机电流i_sα、i_sβ进行旋转坐标变换为旋转二相坐标上的d-q轴电流i_sd、i_sq。在实施方式1中，下述式(4)的变换矩阵C_dq被用于旋转坐标变换。

[数学式4]

图2为示出图1所示的速度推定器的结构的图。如图2所示，速度推定器3具备三相-二相变换器301、三相-二相变换器302、旋转坐标变换器303、旋转坐标变换器304、自适应观测器305以及自适应推定器306。

三相-二相变换器301将三相坐标上的旋转机电流i_su、i_sv、i_sw变换为静止二相坐标上的旋转机电流i_sα、i_sβ。在图2中，i_sα、i_sβ被写作i_s ^αβ。另外，旋转坐标变换器303使用推定转子位置θ^＾ _r将静止二相坐标上的旋转机电流i_s ^αβ进行旋转坐标变换为旋转二相坐标上的d-q轴电流i_sd、i_sq。在图2中，i_sd、i_sq被写作i_s ^dq。

另一方面，三相-二相变换器302将三相坐标上的旋转机电压指令v_su*、v_sv*、v_sw*变换为二相坐标上的旋转机电压指令v_sα*、v_sβ*。在图2中，v_sα*、v_sβ*被写作v_s ^αβ*。另外，旋转坐标变换器304将静止二相坐标上的旋转机电压指令v_sα*、v_sβ*进行旋转坐标变换为旋转二相坐标上的旋转机电压指令v_s ^dq*。

然后，自适应观测器305使用旋转二相坐标上的旋转机电流i_s ^dq及旋转机电压指令v_s ^dq*，运算转子的推定转速ω^＾ _r。对自适应观测器305的工作进行详细说明。首先，旋转机的模型在静止二相坐标上通过下述式(5)、式(6)及式(7)来表示。下述式(5)的R_s为绕组电阻。下述式(5)的Ψ_s ^αβ为旋转机的交链磁通。下述式(6)的L_s ^αβ为旋转机的电感。

[数学式5]

[数学式6]

[数学式7]

上述式(7)的L_sdc为不随转子位置而变化的电感直流分量，L_mac为随转子位置而变化的电感交流分量。另外，当将转子位置的电角度设为θ_r时，电感的变化通常以2θ_r的正弦或余弦函数来表示。另外，如上述式(5)的第2项那样，将由于交链磁通的变化而出现的电压称为感应电压。当以控制坐标角度θ_s对上述式(5)、式(6)及式(7)的模型进行旋转坐标变换后，得到下述式(8)、式(9)及式(10)的模型。

[数学式8]

[数学式9]

[数学式10]

上述式(8)的J表示下述式(11)所示的变换矩阵。

[数学式11]

在旋转二相坐标上，上述式(8)的第2项和第3项表示感应电压。

将上述式(8)、式(9)及式(10)的模型展开为电压和电流的式子后为下述式(12)及式(13)。

[数学式12]

[数学式13]

其中，上述式(13)的ω_r为由下述式(14)示出的转子角速度。上述式(12)及式(13)的ω_s为由下述式(15)示出的控制坐标旋转的角速度。控制坐标表示旋转坐标。

[数学式14]

[数学式15]

在此，上述式(12)及式(13)的第3项表示感应电压。由于电感随转子位置而变动从而产生该感应电压。在实施方式1中将该感应电压称为运动电动势。该运动电动势包含与转速成比例的感应电压。在上述式(12)及式(13)的模型中，当设为θ_r＝θ_s时，得到下述式(16)的模型。

[数学式16]

当使用旋转机的d轴电感L_sd(L_sd＝L_sdc+L_mac)和q轴电感L_sq(L_sq＝L_sdc-L_mac)表示上述式(16)的模型时，得到下述式(17)的模型。

[数学式17]

上述式(16)及式(17)的第2项为由旋转二相坐标上的电感值与电流的微分值的乘积而产生的感应电压。另外，上述式(16)及式(17)的第3项为由电感的微分值与电流值的乘积而产生的感应电压。另外，上述式(16)及式(17)的第4项为由旋转二相上的电感值与电流值的乘积而产生的感应电压。在此，上述式(16)及式(17)的第3项为由电感根据转子位置而变动所产生的运动电动势。该运动电动势包含由转速、电感交流分量与各相的电流值的乘积构成的感应电压，该感应电压与转速成比例。另外，在设为ω_r＝ω_s来进行模型化时，该运动电动势不出现。上述式(16)在使用下述式(18)所示的旋转坐标上的交链磁通Ψ_s ^dq来表示时，变为下述式(19)。

[数学式18]

[数学式19]

另外，使用d轴电感L_sd和q轴电感L_sq来表示上述式(19)的旋转机的模型变为下述式(20)及式(21)。

[数学式20]

[数学式21]

上述式(19)及式(20)的第2项为运动电动势，包含与转速成比例的感应电压。为了推定转速，首先如下述式(22)那样构成观测器。下述式(22)的i_s ^＾dq为旋转二相坐标上的旋转机电流的推定值。下述式(22)的Ψ_s ^＾dq为旋转二相坐标上的交链磁通的推定值。

[数学式22]

在此，通过如下述式(23)所示适当地设计观测器增益H，从而观测器的推定交链磁通Ψ^＾dq收敛于作为真值的响应ω_cobs。此外，观测器增益H的设计不限定于下述式(23)的例子。

[数学式23]

在观测器中，在推定转速ω^＾ _r存在误差时，推定交链磁通Ψ^＾dq中出现误差。自适应推定器306根据与由转速的推定误差所产生的运动电动势相关的交链磁通的推定误差来运算转速。

图3为示出图2所示的自适应推定器的结构的图。如图3所示，自适应推定器306使用下述式(24)及式(25)的自适应律来运算转子的推定转速ω^＾ _r。

[数学式24]

[数学式25]

在此，当将上述式(24)及式(25)的k_ap设为由下述式(26)运算的值、将上述式(24)及式(25)的ω_ai设为由下述式(27)运算的值时，转子位置的推定响应为ω_ca。

[数学式26]

[数学式27]

另外，自适应推定器306根据下述式(28)所示的e_ω1即上述式(24)中包含的值或下述式(29)所示的e_ω2即上述式(25)中包含的值，从交链磁通或旋转机电流的推定误差中提取转速的推定误差。下述式(28)的“Ψ^＾ _s ^dq－Ψ_s ^dq”表示交链磁通的推定误差。下述式(29)的“i^＾ _s ^dq－i_s ^dq”表示旋转机电流的推定误差。

[数学式28]

[数学式29]

此外，推定转速的自适应律的选择方法不限定于上述的方法，能够根据例如以下的参考文献1来决定。

(参考文献1)Ioan·D·Landau，富塚诚义《自适应控制系统的理论与实际》OHM公司，1981

接下来，通过与以往的转子位置的推定方法的比较来说明实施方式1的转子位置的推定方法的效果。

在上述的专利文献2所公开的技术中，如下述式(30)所示，从旋转机的交链磁通Ψ_s ^αβ中减去转子的q轴电感L_sq与旋转机电流i_s ^αβ的乘积，从而提取出交链磁通中的与转子位置同步地旋转的分量即d轴基准的有效磁通(Ψ_AFd ^αβ)。

[数学式30]

另外，由下述式(31)表示旋转机电流i_s ^αβ。

[数学式31]

上述式(31)的I_ph为电流有效值，为通电角度、即实际的转子位置与旋转机电流的角度差。

当将上述式(6)和上述式(7)代入至上述式(30)的右边时，d轴基准的有效磁通(Ψ_AFd ^αβ)由下述式(32)表示。

[数学式32]

因为上述式(32)的有效磁通的方向为转子d轴方向，所以能够通过使用观测器等对其进行推定来推定转子位置。在上述的专利文献3所公开的技术中，使用由d轴基准的有效磁通所产生的感应电压来进行转子位置的推定。当使用有效磁通，即使用上述式(5)、式(30)及式(32)，以与转子位置同步地旋转的(θ_r＝θ_s并且ω_r＝ω_s)旋转二相坐标表示旋转机的模型时为下述式(33)。

[数学式33]

上述式(33)的第2项和第3项的感应电压不是利用各相的电感值，而是共同利用q轴电感值。其结果是，剩余的第4项的感应电压变为由有效磁通引起的感应电压，能够用于转子位置的推定。另外，由于在上述式(33)的模型中ω_r＝ω_s，因此，不出现由电感随转子位置而变动所产生的运动电动势。在实际使用上述式(33)的模型时，使用ω_s作为ω_r，但在该情况下即使真正的转速ω_r变化，其影响也不在该模型中出现。

另外在专利文献2中，如下述式(34)所示，还记载了从旋转机的交链磁通中减去转子的d轴电感与旋转机电流的乘积后的q轴基准的有效磁通。

[数学式34]

与d轴基准的情况同样地，当将上述式(6)、上述式(7)和上述式(31)代入至上述式(34)的右边时，由下述式(35)表示q轴基准的有效磁通(Ψ_AFq ^αβ)。

[数学式35]

由于q轴基准的有效磁通为转子q轴方向，因此，能够通过使用观测器等对其进行推定来推定转子位置。但是，与使用了d轴基准的有效磁通的模型同样地，无法利用由电感随转子位置而变动所产生的运动电动势。专利文献4对d轴基准和q轴基准这两者的有效磁通进行基于旋转机电流或交链磁通的d轴分量和q轴分量的加权，用于转子位置的推定。另一方面，在上述的非专利文献1中，提取旋转机的电压中的由于电感在d轴与q轴上的不同而出现的分量作为扩展感应电压，并利用其来推定转子位置。为了提取扩展感应电压，首先，设为ω_r＝ω_s，将上述式(17)的模型表示为下述式(36)。

[数学式36]

在上述式(36)中，当共同利用L_sd作为第2项的电感值、共同利用L_sq作为第3项的电感值时，得到下述式(37)。

[数学式37]

上述式(37)的4项“e_ext ^dq”为扩展感应电压。换言之，通过在上述式(37)的第2项的感应电压的运算中共同使用L_sd、在上述式(37)的第3项的感应电压的运算中共同利用L_sq，上述式(37)的剩余的第4项的感应电压为扩展感应电压。另外，由于在上述式(37)的模型中ω_r＝ω_s，因此，不出现由电感随转子位置而变动所产生的运动电动势。当将上述式(37)进行旋转坐标逆变换为静止二相坐标后，变为下述式(38)。

[数学式38]

上述式(38)的4项“e_ext ^αβ”为静止二相坐标上的扩展感应电压。因为在稳定状态下di_sq/dt为零，所以关于扩展感应电压，能够根据上述式(37)及式(38)确认由d轴方向的交链磁通(L_sd－L_sq)i_d在q轴方向上产生电压。在实际使用上述式(37)及式(38)的模型时使用ω_s作为ω_r，而在该情况下即使真正的转速ω_r变化，其影响也不在该模型中出现。

如以上那样，现有技术利用有效磁通或扩展感应电压来推定转子位置。然而，在通电方向仅为转子q轴方向时、即i_sd＝0时，d轴基准的有效磁通和扩展感应电压变为零，无法进行使用它的位置推定。同样地，在通电方向仅为转子d轴方向时、即i_sq＝0时，q轴基准的有效磁通变为零，无法进行使用它的位置推定。对于这样的问题，在上述的专利文献4中，通过对d轴基准和q轴基准这两者的有效磁通进行基于旋转机电流或交链磁通的d轴分量和q轴分量的加权，用于推定转子位置，从而解决该问题。然而，基于旋转机电流或交链磁通的d轴分量和q轴分量的加权不仅使转子位置推定的控制设计变得复杂，还使控制处理变得复杂。另外，在利用了有效磁通或扩展感应电压的以往的转子位置推定方法中，在旋转机的模型中，控制坐标旋转的角速度ω_s被设为与转速ω_r相等，当以ω_s进行了旋转坐标变换时，不出现与ω_r相关的感应电压。换言之，在以往的方法的模型中，不出现包含由电感随转子位置而变动所产生且其大小与转速成比例的感应电压的运动电动势。

实施方式1的旋转机的控制装置100使用运动电动势来推定转速和转子位置，该运动电动势为如上述式(12)及式(13)的第3项或上述式(16)及式(17)各自的第3项和上述式(19)及式(20)各自的第2项所表示的、通过电感随转子位置而变化所产生的感应电压。因为这些运动电动势在旋转二相坐标中具有二相双方的分量，所以通过使用运动电动势，能够不依赖于电流的通电方向地进行位置推定。另外，在实施方式1的旋转机的控制装置100中，不需要根据通电方向进行加权。因此，实施方式1的旋转机的控制装置100实现如下前所未有的显著效果：能够不论旋转机的通电方向如何都以简单的结构推定转子位置。

另外，现有技术根据有效磁通或扩展感应电压来推定转子位置。实施方式1的旋转机的控制装置100根据运动电动势来推定转子的转速。由于转速为对转子位置进行微分后而得出的，所以通过推定转速，能够以更高的响应推定转子位置。因此，实施方式1的旋转机的控制装置100实现如下前所未有的尤为显著的效果：能够高响应地推定转子位置。

实施方式2.

图4为示出本发明的实施方式2的旋转机的控制装置的结构的图。在实施方式2中，构成为以与实施方式1不同的方法提取运动电动势并推定转速和转子位置。实施方式2的旋转机的控制装置100A具备速度推定器7以代替图1所示的速度推定器3。关于其它结构，与实施方式1的结构相同或等同，对相同或等同的结构部附加相同的附图标记，省略重复说明。

图5为示出图4所示的速度推定器的结构的图。速度推定器7具备干扰观测器701及速度运算器702以代替图2所示的自适应观测器305及自适应推定器306。

首先，如下述式(39)、式(40)及式(41)那样整理上述式(20)及式(21)的旋转机的模型。

[数学式39]

[数学式40]

[数学式41]

上述式(39)及式(41)的e_s ^dq为运动电动势中的与转速成比例的感应电压。为了推定该感应电压，如下述式(42)那样构成干扰观测器701。

[数学式42]

在此，通过适当地设计观测器增益H，感应电压的推定值e_s＾^dq收敛于真值。速度运算器70利用下述式(43)，根据运动电动势中的与转速成比例的感应电压的推定值e_s＾^dq来推定转速。此外，在下述式(43)中，将感应电压的推定值e_s＾^dq的d轴分量设为e_sd＾，将q轴分量设为e_sq＾。

[数学式43]

实施方式2的旋转机的控制装置100A不利用包含自适应律的自适应观测器，而使用干扰观测器701，根据运动电动势中的与转速成比例的感应电压来推定转速和转子位置。因此，实施方式2的旋转机的控制装置100A实现如下前所未有的显著效果：能够以更少的控制运算量，不论旋转机的通电方向如何都以简单的结构来推定转子位置。进一步地，实现如下前所未有的尤为显著的效果：能够通过推定转速而更高响应地推定转子位置。

实施方式3.

图6为示出本发明的实施方式3的旋转机的控制装置的结构的图。在实施方式1、2中，在推定出的转速有误差时，对其进行积分而运算出的推定转子位置的误差有时会变大。实施方式3的旋转机的控制装置100B构成为即使在有转速的推定误差时也稳定地驱动旋转机。实施方式3的旋转机的控制装置100B具备位置运算器9以代替图1所示的位置运算器4，还具备位置检测器8。关于其它结构，与实施方式1的结构相同或等同，对相同或等同的结构部附加相同的附图标记，省略重复说明。

位置检测器8为设置于旋转机1的霍尔传感器，输出每电角度60°检测出的转子位置θ_r，mes。位置运算器9根据由速度推定器3运算出的推定转速ω^＾ _r和由位置检测器8检测出的转子位置θ_r，mes来推定推定转子位置θ^＾ _r。

图7为示出图6所示的位置运算器的结构的图。位置运算器9对推定转速ω^＾ _r进行积分来运算推定转子位置θ^＾ _r。并且，位置运算器9以使推定转子位置θ^＾ _r跟随由位置检测器8检测出的转子位置θ_r，mes的方式进行PI控制。根据位置运算器9，能够使用推定转速ω^＾ _r高响应地推定转子位置，并且使用转子位置θ_r，mes来校正由转速的推定误差等引起的转子位置的推定误差。因此，除了实施方式1、2的效果之外，实施方式3的旋转机的控制装置100B还实现如下前所未有的显著效果：即使在有推定转速ω^＾ _r的误差时也能够稳定地驱动旋转机。

实施方式4.

图8为示出本发明的实施方式4的旋转机的控制装置的结构的图。在实施方式3中，使用了设置于旋转机1的霍尔传感器，利用由霍尔传感器检测的转子位置θ_r，mes来校正由转速的推定误差等所引起的转子位置的推定误差。在此，如果设为旋转机的控制装置本身作为位置检测器来推定转子位置的结构，则不需要用于检测转子位置的霍尔传感器。实施方式4的旋转机的控制装置100C具备位置检测器10以代替设置于旋转机1的霍尔传感器即图6所示的位置检测器8。另外，旋转机的控制装置100C具备位置运算器11以代替图6所示的位置运算器9。旋转机的控制装置100C构成为根据使用位置运算器11推定出的转子位置来校正由转速的推定误差等所引起的转子位置的推定误差从而稳定地驱动旋转机。关于其它结构，与实施方式3的结构相同或等同，对相同或等同的结构部附加相同的附图标记，省略重复说明。

位置检测器10使用旋转机电压指令v_su*、v_sv*、v_sw*、旋转机电流i_su、i_sv、i_sw和推定转子位置θ^＾ _r来运算转子位置的推定误差－(θ^＾ _r－θ_r)，位置运算器11根据转子位置的推定误差－(θ^＾ _r－θ_r)和推定转速ω^＾ _r来运算推定转子位置θ^＾ _r。

图9为示出图8所示的位置检测器的结构的图。位置检测器10具备三相-二相变换器1001、三相-二相变换器1002、旋转坐标变换器1003、交链磁通电感交流分量运算器1004、交链磁通电感交流分量推定器1005以及转子位置推定误差运算器1006。

三相-二相变换器1001将三相坐标上的旋转机电压指令v_su*、v_sv*、v_sw*变换为静止二相坐标上的旋转机电压指令v_sα*、v_sβ*。

三相-二相变换器1002将三相坐标上的旋转机电流i_su、i_sv、i_sw变换为静止二相坐标上的旋转机电流i_sα、i_sβ。

旋转坐标变换器1003使用推定转子位置θ^＾ _r将静止二相坐标上的旋转机电流i_sα、i_sβ进行旋转坐标变换为旋转二相坐标上的d-q轴电流i_sd、i_sq。

接下来对交链磁通电感交流分量运算器1004的工作进行说明。在此，所谓交链磁通电感交流分量是指由电感交流分量和旋转机电流而生成的交链磁通。具体而言，在上述式(8)、式(9)及式(10)的旋转机的模型中，交链磁通Ψ_s ^dq分成不随转子位置而变化的电感直流分量L_sdc的项和随转子位置而变化的电感交流分量L_mac的项，由下述式(44)表示。

[数学式44]

上述式(44)的第2项为交链磁通电感交流分量。为了运算交链磁通电感交流分量，首先，在交链磁通电感交流分量运算器1004中，利用下述式(45)运算旋转机的交链磁通Ψ_s ^dq。下述式(45)的R_s为绕组电阻。

[数学式45]

另外，上述式(45)的积分在拉普拉斯变换的s域中由下述式(46)表示。

[数学式46]

在通过积分来运算旋转机的交链磁通Ψ_s ^αβ时，由于初始值通常不明确，因此利用相对于旋转机的交链磁通Ψ_s ^αβ的基波频率分量具有足够低的截止频率的高通滤波器(HighPass Filter：HPF)。将截止频率设为ω_hpf，由下述式(47)表示该HPF的传递函数。

[数学式47]

当将该HPF应用于上述式(46)时，由下述式(48)计算交链磁通Ψ_shpf ^αβ。

[数学式48]

将上述式(48)变形后变为下述式(49)。

[数学式49]

进一步地，交链磁通电感交流分量运算器1004使用推定转子位置θ^＾ _r，将静止二相坐标上的交链磁通Ψ_shpf ^αβ进行旋转坐标变换为旋转二相坐标上的交链磁通Ψ_shpf ^dq。根据上述式(44)，由下述式(50)来运算旋转坐标上的交链磁通电感交流分量Ψ_sac，calc ^dq。以下，将由下述式(50)运算的交链磁通电感交流分量Ψ_sac，calc ^dq称为交链磁通电感交流分量运算值。

[数学式50]

如下述式(51)所示，交链磁通电感交流分量推定器1005使用推定转子位置θ^＾ _r和旋转机电流i_s ^dq来推定上述式(44)的第2项即交链磁通电感交流分量。

[数学式51]

在此，在上述式(51)中，因为使用推定转子位置θ^＾ _r作为控制坐标角度θ_s，所以上述式(51)如下述式(52)所示地被简化。

[数学式52]

上述式(52)的Ψ^＾ _sac ^dq为由实施方式4的旋转机的控制装置100C运算的交链磁通电感交流分量推定值。

转子位置推定误差运算器1006使用交链磁通电感交流分量运算值和交链磁通电感交流分量推定值来运算转子位置的推定误差－(θ^＾ _r－θ_r)。在此，使用运算上述式(50)即上述式(44)的第2项而得到的值和上述式(51)，由下述式(53)来表示交链磁通电感交流分量运算值与交链磁通电感交流分量推定值的叉积。

[数学式53]

在此，当设为转子位置的推定值与真值大致相等，即θ^＾ _r≈θ_r时，能够由下述式(54)运算转子位置的推定误差。

[数学式54]

图10为示出图8所示的位置运算器的结构的图。位置运算器11对推定转速ω^＾ _r进行积分，使用积分后的推定转速来运算推定转子位置θ^＾ _r。并且，位置运算器11以使得转子位置的推定误差－(θ＾_r－θ_r)为零的方式进行PI控制。根据位置运算器11，能够使用推定转速ω^＾ _r高响应地推定转子位置，并且使用推定出的转子位置来校正由转速的推定误差等引起的转子位置的推定误差。因此，除了实施方式1、2的效果之外，实施方式4的旋转机的控制装置100C还实现如下前所未有的显著效果：不使用实施方式3的霍尔传感器，即使在有推定转速ω^＾ _r的误差时也能够稳定地驱动旋转机。另外，由于在实施方式4中运算的交链磁通电感交流分量具有二相双方的分量，因此，通过使用该交链磁通电感交流分量，即使在旋转机电流的一侧的相为零时也能够进行转子位置的推定。即，能够不依赖于电流的通电方向地进行转子位置的推定。另外，在实施方式4的旋转机的控制装置100C中，不需要根据通电方向进行加权。因此，实施方式4的旋转机的控制装置100C实现如下前所未有的显著效果：能够不论旋转机的通电方向如何都以简单的结构推定转子位置。

在此，即使在静止二相坐标中也能够运算交链磁通电感交流分量推定值。如果使用上述式(8)及式(9)的旋转机的模型，则能够由下述式(55)表示静止二相坐标中的交链磁通电感交流分量。

[数学式55]

另外，使用上述式(55)，交链磁通电感交流分量推定值能够由下述式(56)表示。

[数学式56]

如果使用交链磁通的上述式(49)和上述式(5)及式(6)的旋转机的模型，则可以由下述式(57)得到静止二相坐标上的交链磁通电感交流分量的运算值。

[数学式57]

即使在静止二相坐标中，也是与旋转二相坐标的情况同样地，使用交链磁通电感交流分量运算值和交链磁通电感交流分量推定值，由下述式(58)运算转子位置的推定误差。

[数学式58]

如果使用上述式(58)，则与旋转二相坐标的情况同样地，即使在静止二相坐标中也能够推定转子位置。然而，实际电感的变化不是精确地为2θ_r的正弦函数或余弦函数，推定转子位置产生误差。另外，在静止二相坐标中，为了运算上述式(56)的交链磁通电感交流分量推定值需要2θ_r的正弦函数和余弦函数，控制运算量变多。为了解决这样的问题，实施方式4的旋转机的控制装置100C以能够以少的控制运算量精确地推定转子位置的方式，在旋转二相坐标中运算交链磁通电感交流分量，并且还推定交链磁通电感交流分量。另外，由于旋转二相坐标上的交链磁通电感交流分量的运算式即上述式(52)使用旋转坐标上的d轴的电感值和旋转坐标上的q轴的电感值，所以当将转子位置的电角度设为θ_r时，不需要用2θ_r的正弦函数或余弦函数表示电感。因此，实际的旋转机的电感不产生由于不能精确成为2θ_r的正弦函数或余弦函数所导致的转子推定误差。另外，在实施方式4中，交链磁通电感交流分量的推定不需要2θ_r的正弦函数和余弦函数。因此，实施方式4的旋转机的控制装置100C实现如下前所未有的显著效果：能够以少的控制运算量精确地推定转子位置。

实施方式5.

图11为示出本发明的实施方式5的旋转机的控制装置的结构的图。实施方式4的旋转机的控制装置100C使用交链磁通电感交流分量的运算值及推定值来推定转子位置。与此相对，实施方式5的旋转机的控制装置100D构成为使用交链磁通电感交流分量的运算值、通电角度和转子位置来推定转子位置。旋转机的控制装置100D具备位置检测器12以代替图8所示的位置检测器10。关于其它结构，与实施方式4的结构相同或等同，对相同或等同的结构部附加相同的附图标记，省略重复说明。

图12为示出图11所示的位置检测器的结构的图。位置检测器12具备三相-二相变换器1201、三相-二相变换器1202、交链磁通电感交流分量运算器1203、通电角度运算器1204、交链磁通电感交流分量矢量推定器1205以及转子位置推定误差运算器1206。

三相-二相变换器1201将三相坐标上的旋转机电压指令v_su*、v_sv*、v_sw*变换为静止二相坐标上的旋转机电压指令v_sα*、v_sβ*。

三相-二相变换器1202将三相坐标上的旋转机电流i_su、i_sv、i_sw变换为静止二相坐标上的旋转机电流i_sα、i_sβ。

与实施方式4同样地，交链磁通电感交流分量运算器1203运算交链磁通电感交流分量。但在实施方式4中，如上述式(57)所示，运算了静止二相坐标上的交链磁通电感交流分量的运算值。

另一方面，当使用通过上述式(31)运算的旋转机电流时，由下述式(59)表示上述式(55)所示的交链磁通电感交流分量。

[数学式59]

上述式(59)所示的交链磁通电感交流分量以从转子位置减去旋转机电流的通电角度后的相位进行旋转。另外，将上述式(59)的e_Ψsac ^αβ称为交链磁通电感交流分量矢量。交链磁通电感交流分量矢量e_Ψsac ^αβ为与交链磁通电感交流分量同方向的矢量。

通电角度运算器1204根据旋转二相坐标上的电流指令i_sd*、i_sq*，利用下述式(60)运算示出电流指令与实际的转子位置所成的角度的通电角的指令即通电角度指令

[数学式60]

交链磁通电感交流分量矢量推定器1205利用下述式(61)，使用通电角度指令和推定转子位置θ^＾ _r来运算交链磁通电感交流分量矢量推定值e^＾ _Ψsac ^αβ。

[数学式61]

转子位置推定误差运算器1206根据交链磁通电感交流分量运算值和交链磁通电感交流分量矢量推定值来运算转子位置的推定误差－(θ^＾ _r－θ_r)。当假定通电角度与通电角度指令相等时，由下述式(62)表示交链磁通电感交流分量运算值与交链磁通电感交流分量矢量推定值的叉积。此外，交链磁通电感交流分量运算值为使用旋转机电压指令和旋转机电流，利用上述式(49)及式(50)运算上述式(55)得到的值。

[数学式62]

在此，当转子位置的推定值与真值大致相等、即θ^＾ _r≈θ_r时，能够由下述式(63)运算转子位置的推定误差。

[数学式63]

因此，除了实施方式1、2的效果之外，实施方式5的旋转机的控制装置100D还实现如下前所未有的显著效果：不使用实施方式3的霍尔传感器，即使在有推定转速ω^＾ _r的误差时也能够稳定地驱动旋转机。另外，实施方式5的旋转机的控制装置100D能够使用与交链磁通电感交流分量同方向的矢量，即使用上述式(59)及式(61)来运算交链磁通电感交流分量矢量推定值。此外，如上述式(61)所示，使用通电角度指令和推定转子位置θ^＾ _r来运算交链磁通电感交流分量矢量推定值。由于交链磁通电感交流分量及交链磁通电感交流分量矢量具有二相双方的分量，因此，通过使用交链磁通电感交流分量及交链磁通电感交流分量矢量，能够不依赖于电流的通电方向地进行位置推定。另外，在实施方式5的旋转机的控制装置100D中，不需要根据通电方向进行加权。因此，实施方式5的旋转机的控制装置100D实现如下前所未有的显著效果：能够不论旋转机的通电方向如何都以简单的结构推定转子位置。

实施方式1至5的旋转机的控制装置100、100A、100B、100C、100D所具备的各功能能够使用处理电路来实现。所谓各功能是指电流检测器2、电压施加器6、速度推定器3、7、位置运算器4、9、11、位置检测器10、12以及控制器5。

图13为示出本发明的实施方式1至5的旋转电机的控制装置的第1硬件结构例的图。在图13中示出了用专用处理电路13这样的专用硬件来实现上述处理电路的例子。在如图13所示利用专用硬件的情况下，专用处理电路13相当于单一电路、复合电路、编程处理器、并行编程处理器、ASIC(Application Specific Integrated Circuit，专用集成电路)、FPGA(Field-Programmable Gate Array，现场可编程门阵列)或组合这些而成的结构。上述各功能可以分别用处理电路来实现，也可以汇总用处理电路来实现。

图14为示出实施方式1至5的旋转电机的控制装置的第2硬件结构例的图。图14中示出了通过处理器14及存储装置15来实现上述的处理电路的例子。在如图14所示利用处理器14及存储装置15的情况下，上述各功能分别通过软件、固件或它们的组合来实现。软件或固件被描述为程序并被存储于存储装置15。处理器14读出并执行存储装置15中存储的程序。另外，也可以说这些程序使计算机执行上述各功能各自执行的步骤及方法。存储装置15相当于RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory，只读存储器)、闪存、EPROM(Erasable Programmable Read Only Memory，可擦可编程只读存储器)或EEPROM(注册商标)(Electrically Erasable Programmable Read Only Memory，电可擦可编程只读存储器)这样的半导体存储器。半导体存储器可以是非易失性存储器也可以是易失性存储器。另外，除了半导体存储器以外，存储装置15还相当于磁盘、软盘、光盘、压缩光盘、迷你盘或DVD(Digital Versatile Disc，数字多功能光盘)。

另外，上述各功能各自可以部分由硬件实现，部分由软件或固件实现。作为具体例，关于电流检测器2、电压施加器6及位置检测器8，使用专用硬件来实现其功能，关于速度推定器3、7、位置运算器4、9、11、位置检测器10、12及控制器5，使用处理器14及存储装置15来实现其功能。

在实施方式1至5中，旋转机的对于转矩的电流指令被选定为使有效值即旋转机的铜损变得最小，但毋庸置疑，也可以设定为使交链磁通或损耗变小。另外，在实施方式1及实施方式2的观测器中，基于上述式(19)的模型或式(20)及式(21)的模型，使用作为状态变量的交链磁通，但也可以基于上述式(16)的模型或上述式(17)的模型，使用旋转机电流作为状态变量。另外，为了提取运动电动势，在实施方式1中使用了自适应观测器，在实施方式2中使用了干扰观测器，但上述式(16)及式(17)各自的第3项所示的运动电动势或上述式(19)及式(20)各自的第2项所示的运动电动势也可以根据旋转机的电压及电流来运算。另外，在实施方式3中，说明了使用霍尔传感器作为位置检测器8的例子，但也可以利用旋转变压器(resolver)、编码器等位置检测器代替霍尔传感器。另外，在实施方式1至5中，为了使说明易于理解，在控制器5、速度推定器3、7及位置检测器12中重复地进行了旋转机的电压及电流的坐标变换，但这些坐标变换也可以通过控制器5、速度推定器3、7及位置检测器12中共同的功能来实施。另外，在实施方式1至5中使用了同步磁阻马达，但只要电感随转子位置而变化即可，旋转机1也可以是表面磁体同步马达、嵌入磁体同步马达等。

以上的实施方式所示出的结构为示出本发明的内容的一例，还能够与其它公知技术结合，在不脱离本发明主旨的范围内，还能够对结构的一部分进行省略、变更。