阅读说明：本技术 逆变器装置和逆变器装置的控制方法 (Inverter device and control method of inverter device ) 是由 石间勉 田内良男 守上浩市 高田太郎 辻宽树 伊藤政浩 茂野大作 于 2019-01-11 设计创作，主要内容包括：即使进行输出控制逆变器部的输出的频率也不从谐振频率偏离,此外,改善对谐振频率变动的负载的跟随特性。在作为连接到谐振负载(200)而被PWM控制的电压型逆变器的逆变器装置(10)中,具有连接到谐振负载(200)而通过逆变器驱动信号(Q、NQ)驱动的逆变器部(106)以及控制逆变器部(106)的动作的控制单元(12),控制单元(12)在将比谐振负载(200)的谐振频率的周期短的脉冲宽度的脉冲信号作为逆变器驱动信号(Q、NQ)并把从谐振频率移开的频率作为起点来开始逆变器部(106)的驱动之后,以使逆变器驱动信号(Q、NQ)的频率频移到谐振频率或谐振频率附近而使逆变器驱动信号(Q、NQ)的频率与谐振频率大体一致的方式进行控制。(The frequency of the output of the inverter unit is not deviated from the resonance frequency even if the output control is performed, and the follow-up characteristic to the load of the resonance frequency variation is improved. An inverter device (10) as a voltage-type inverter connected to a resonant load (200) and PWM-controlled, comprising an inverter unit (106) connected to the resonant load (200) and driven by an inverter drive signal (Q, NQ), and a control means (12) for controlling the operation of the inverter unit (106), wherein the control means (12) controls the inverter drive signal (Q, NQ) to be a pulse signal having a pulse width shorter than the cycle of the resonant frequency of the resonant load (200) and controls the inverter drive signal (Q, NQ) so that the frequency of the inverter drive signal (Q, NQ) is shifted to the resonant frequency or the vicinity of the resonant frequency after the inverter drive signal (Q, NQ) starts driving the inverter unit (106) with the frequency shifted from the resonant frequency as the starting point.)

逆变器装置和逆变器装置的控制方法

技术领域

本发明涉及逆变器装置和逆变器装置的控制方法。更详细地，本发明涉及连接到谐振负载来使用的逆变器装置和逆变器装置的控制方法。

背景技术

一般地，作为连接到感应加热电路等那样的谐振负载的电源装置，已知有逆变器装置。

以往，在这样的逆变器装置中，作为控制具有逆变器电路的逆变器部的逆变器控制部，使用由相位同步（PLL：Phase Locked Loop，锁相环）电路构成的逆变器控制部，通过该逆变器控制部来控制逆变器部。

一边参照图1（a）、（b），一边说明通过使用PLL电路的逆变器控制部来控制的自以往公知的逆变器装置。

再有，在图1（a）中，示出了表示通过使用PLL电路的逆变器控制部来控制并且连接到谐振负载的逆变器装置的整体的结构的结构说明图。

此外，在图1（b）中，表示了图1（a）所示的逆变器装置中的逆变器控制部的详细的结构说明图。

如图1（a）所示，逆变器装置100是把从交流（AC）电源102供给的交流电压变换为期望的电压的高频交流电压并向感应加热电路等那样的谐振负载200进行供给的装置。

再有，作为交流电源102，例如能够使用商用交流电源，在该情况下，逆变器装置100将商用交流电压变换为高频交流电压并向谐振负载200进行供给。

更详细地，逆变器装置100被构成为具有：具有输入从交流电源102供给的交流电压而变换为直流（DC）电压并进行输出的转换器电路的转换器部104、具有输入从转换器部104输出的直流电压而逆变换为高频交流电压并进行输出的逆变器电路的逆变器部106、检测来自逆变器部106的输出（在此，来自逆变器部106的“输出”是指作为从逆变器部106输出的电压的“输出电压Vh”或作为从逆变器部106输出的电流的“输出电流Ih”或作为从逆变器部106输出的电力的“输出电力”。）并将其检测结果作为输出传感器信号进行输出的输出传感器108、基于作为从外部设定逆变器部106的输出的信号的输出设定信号和从输出传感器108输出的输出传感器信号来对转换器部104变换的直流电压进行反馈控制的转换器控制部110、以及具有基于从输出传感器108输出的输出传感器信号来对逆变器部106的动作进行反馈控制的PLL电路112a（参照图1（b）。）的逆变器控制部112。

再有，转换器部104的转换器电路例如由晶闸管整流电路、斩波器电路等构成。

在此，在图1（b）中示出了逆变器控制部112的详细的结构。在逆变器控制部112中，根据输入到PLL电路112a的输出传感器信号，PLL电路112a输出作为驱动逆变器部106的逆变器驱动信号的矩形波逆变器驱动信号Q、NQ。

再有，在本说明书和本权利要求书中，关于“矩形波逆变器驱动信号Q、NQ”，仅适当地称为“逆变器驱动信号”。

在以上的结构中，在逆变器装置100中，从商用交流电源等交流电源102向转换器部104输入交流电压。被从交流电源102输入有交流电压的转换器部104通过来自转换器控制部110的控制信号对直流电压进行可变控制，并向逆变器部106进行输出。

逆变器部106通过构成逆变器电路的晶体管的ON（导通）/OFF（关断）的切换动作来把被从转换器部104输出而输入的直流电压变换为高频电压并输出。

在逆变器装置100中的逆变器部106的输出级如上述那样设置有输出传感器108，输出传感器108检测来自逆变器部106的输出（其为输出电压Vh或输出电流Ih或输出电力。），将其检测结果作为输出传感器信号向转换器控制部110和逆变器控制部112输出。

转换器控制部110以使得逆变器部106的输出为由输出设定信号所指示的设定电平的方式进行使作为转换器部104的输出的直流电压值可变的控制。

在此，逆变器控制部112通过PLL电路112a来以如下方式进行自动控制：逆变器部106的输出的频率变为谐振负载200的谐振频率。

再者，在连接到谐振负载的逆变器装置中，关于使用高频电压和高频电流的相位控制的输出控制电路，除了在上述的以往的逆变器装置100中所示出的结构之外，还使用几种方法。

然而，在自以往所使用的任一种方法中都存在如下那样的问题点：当进行输出控制时变成逆变器部的输出的频率从谐振频率偏离开去的特性而成为实用上的课题。

另一方面，在使用于低电力设备的逆变器装置中，还使用利用脉冲宽度调制（PWM：Pulse Width Modulation，脉宽调制）控制方式的输出控制。

在此，在图2中示出了表示通过PWM控制方式来进行输出控制并且被连接到谐振负载的逆变器装置的整体的结构的结构说明图。

再有，在以下的说明中，关于一边参照图1（a）、（b）一边说明的结构和作用以及相同或相当的结构和作用，分别附有与在图1（a）、（b）中使用的符号相同的符号来进行示出，从而省略对其详细的结构和作用的说明。

如图2所示，逆变器装置300是把从交流电源102供给的交流电压变换为期望的电压的高频交流电压并向感应加热电路等那样的谐振负载200进行供给的装置。

再有，作为交流电源102，能够与上述的逆变器装置100同样地使用例如商用交流电源，在该情况下，逆变器装置10将商用交流电压变换为高频交流电压并向谐振负载200进行供给。

更详细地，逆变器装置300被构成为具有：输入被从交流电源102供给的交流电压并通过由二极管进行的整流来将该交流电压变换为直流电压并进行输出的转换器部302、具有输入被从转换器部302输出的直流电压而逆变换为高频交流电压并输出的逆变器电路的逆变器部106、检测来自逆变器部106的输出（在此，来自逆变器部106的“输出”是指作为从逆变器部106输出的电压的“输出电压Vh”或作为从逆变器部106输出的电流的“输出电流Ih”或作为从逆变器部106输出的电力的“输出电力”。）并将其检测结果作为输出传感器信号进行输出的输出传感器108、以及基于作为从外部设定逆变器部106的输出的信号的输出设定信号和从输出传感器108输出的输出传感器信号来对逆变器部106进行反馈控制的PWM控制部304。

在以上的结构中，一边参照在图3（a）、（b）、（c）中示意性地示出的波形图一边说明逆变器装置300的动作。

在此，在图3（a）、（b）、（c）中，

波形A：逆变器部106的输出（输出电压Vh或输出电流Ih）

波形B：逆变器部106的输出（输出电压Vh或输出电流Ih）

波形C：逆变器部106的输出（输出电压Vh或输出电流Ih）

T：逆变器部106的输出（输出电压Vh或输出电流Ih）的基波分量的1周期

T/4：逆变器部106的输出（输出电压Vh或输出电流Ih）的基波分量的1/4周期

tw：逆变器驱动信号的脉冲宽度。

在逆变器装置300中，在通过PWM控制部304的PWM控制来开始驱动时（启动时），通过脉冲宽度tw较窄的逆变器驱动信号（矩形波逆变器驱动信号Q、NQ）在谐振频率附近驱动（图3（a）），为了对逆变器部106的输出进行可变控制，通过PWM控制部304的PWM控制来使脉冲宽度tw可变以对逆变器部106的输出进行可变控制。

例如，为了使逆变器部106的输出上升，如图3（b）和图3（c）所示，成为通过PWM控制部304的PWM控制来扩展脉冲宽度tw。

即，在以往的逆变器装置300中，通过PWM控制部304的PWM控制，从启动时使用PLL电路等在谐振频率附近对驱动进行控制，在该频带中进行PWM控制。

因此，在以往的逆变器装置300中，存在在对谐振频率变动的负载的跟随特性方面劣化这样的问题点。

再有，本申请的申请人在专利申请时已知的现有技术不是涉及文献公知发明的发明，因此不存在应记载在本申请说明书中的现有技术文献信息。

发明内容

发明要解决的课题

本发明是鉴于上述那样的以往技术中的各种问题点而作出的发明，其目的为如下的发明：该发明想要提供即使进行输出控制逆变器部的输出的频率也不从谐振频率偏离且此外改善对谐振频率变动的负载的跟随特性的逆变器装置和逆变器装置的控制方法。

用于解决课题的方案

为了达成上述目的，本发明是如下的逆变器装置：在作为连接到谐振负载而被PWM控制的电压型逆变器的该逆变器装置中，将比谐振频率周期短的脉冲宽度（例如为后述的“最低脉冲宽度”。）的脉冲信号（在本说明书和本权利要求书中，将“比谐振频率周期短的脉冲宽度的脉冲信号”适当地称为“窄宽度脉冲信号”。）用作为逆变器驱动信号并把从谐振频率移开的频率作为起点来开始逆变器部的驱动，以通过频率控制来使逆变器驱动信号频移到谐振频率或谐振频率附近而使逆变器驱动信号的频率与谐振频率大体一致的方式进行控制。

而且，本发明是如下的发明：在通过上述控制为逆变器驱动信号的频率与谐振频率大体一致之后，以通过PWM控制来使逆变器驱动信号的脉冲宽度变宽从而逆变器部的输出（其为输出电压或输出电流或输出电力。）成为预先设定的值的方式进行控制。

因此，根据本发明，即使进行输出控制逆变器部的输出的频率也不从谐振频率偏离，此外，成为能够改善对谐振频率变动的负载的跟随特性。

也就是说，在本发明中，通过把逆变器驱动信号的驱动开始时的频率从谐振频率移开并且在该驱动开始之后以逆变器驱动信号的频率成为谐振频率的方式有意图地进行频移，从而不管谐振负载侧的谐振频率怎样偏离，都成为能够通过该频移来自动地找到谐振频率。

在此，优选的是，把对逆变器驱动信号的频率进行频移的区域（在本说明书和本权利要求书中，将“对逆变器驱动信号的频率进行频移的区域”适当地称为“频移区域”。）决定为考虑了对于逆变器电路最适当的二极管反向恢复特性的感应性区域。

换言之，优选的是，以频移区域成为基于逆变器电路的二极管反向恢复特性的感应性区域的方式决定从谐振频率移开的频率的起点。

即，根据本发明的逆变器装置是如下的逆变器装置：在作为连接到谐振负载而被PWM控制的电压型逆变器的该逆变器装置中，具有连接到谐振负载而被通过逆变器驱动信号驱动的逆变器部、以及控制上述逆变器部的动作的控制单元，上述控制单元在将比上述谐振负载的谐振频率的周期短的脉冲宽度的脉冲信号作为上述逆变器驱动信号并把从上述谐振频率移开的频率作为起点来开始上述逆变器部的驱动之后，以使上述逆变器驱动信号的频率频移到上述谐振频率或上述谐振频率附近而使上述逆变器驱动信号的频率与上述谐振频率大体一致的方式进行控制。

此外，根据本发明的逆变器装置是如下的装置：在上述的根据本发明的逆变器装置中，使得上述短的脉冲宽度为使上述逆变器部的输出成为来自外部的输出设定信号所示的设定值的最低设定输出值的脉冲宽度。

此外，根据本发明的逆变器装置是如下的装置：在上述的根据本发明的逆变器装置中，上述起点使得进行上述频移的区域成为基于构成上述逆变器部的逆变器电路的二极管反向恢复特性的感应性区域。

此外，根据本发明的逆变器装置是如下的装置：在上述的根据本发明的逆变器装置中，使得上述谐振负载为并联谐振负载且上述起点为比上述谐振频率低的频率。

此外，根据本发明的逆变器装置是如下的装置：在上述的根据本发明的逆变器装置中，将电感器连接到上述逆变器部的输出级。

此外，根据本发明的逆变器装置是如下的装置：在上述的根据本发明的逆变器装置中，使得上述控制部具有校正由上述电感器所致的电压相位的延迟的延迟校正单元。

此外，根据本发明的逆变器装置是如下的装置：在上述的根据本发明的逆变器装置中，使得上述谐振负载为串联谐振负载且上述起点为比上述谐振频率高的频率。

此外，根据本发明的逆变器装置是如下的装置：在上述的根据本发明的逆变器装置中，使得上述控制部具有校正上述逆变器部的电路延迟的延迟校正单元。

此外，根据本发明的逆变器装置是如下的装置：在上述的根据本发明的逆变器装置中，使得上述谐振负载为串联谐振负载且上述逆变器部使用SiC二极管作为逆变器开关元件中的续流二极管并且上述起点为比上述谐振频率低的频率。

此外，根据本发明的逆变器装置是如下的装置：在上述的根据本发明的逆变器装置中，使得上述起点为相对于上述谐振频率的频率移开5%以上的频率。

此外，根据本发明的逆变器装置是如下的装置：在上述的根据本发明的逆变器装置中，上述控制部在以上述逆变器驱动信号的频率与上述谐振频率大体一致的方式进行控制之后，使得通过PWM控制来使上述逆变器驱动信号的脉冲宽度变宽。

此外，根据本发明的逆变器装置是如下的装置：在上述的根据本发明的逆变器装置中，使得上述控制部具有检验上述逆变器部的输出成为相位检验变得可能的输出电平的情况的最低电平检验单元。

此外，根据本发明的逆变器装置是如下的装置：在上述的根据本发明的逆变器装置中，使得上述控制部具有检验上述逆变器部的输出成为相位检验变得可能的输出电平的频率的情况的频率检验单元。

此外，根据本发明的逆变器装置是如下的装置：在上述的根据本发明的逆变器装置中，使得利用空气冷却同轴线缆连接上述逆变器装置的输出端子和并联谐振电容器箱、将变流器连接到上述并联谐振电容器箱并向加热线圈传送高频电流。

此外，根据本发明的逆变器装置是如下的装置：在上述的根据本发明的逆变器装置中，使得上述谐振负载由包括感应加热用的加热线圈和谐振电容器的谐振电路构成。

此外，根据本发明的逆变器装置的控制方法是如下的方法：在作为连接到谐振负载而被PWM控制的电压型逆变器的逆变器装置的该控制方法中，在将比谐振负载的谐振频率的周期短的脉冲宽度的脉冲信号作为逆变器驱动信号并把从上述谐振频率移开的频率作为起点来开始逆变器部的驱动之后，以使上述逆变器驱动信号的频率频移到上述谐振频率或上述谐振频率附近而使上述逆变器驱动信号的频率与上述谐振频率大体一致的方式进行控制。

此外，根据本发明的逆变器装置的控制方法是如下的方法：在上述的根据本发明的逆变器装置的控制方法中，使得上述短的脉冲宽度为使上述逆变器部的输出成为来自外部的输出设定信号所示的设定值的最低设定输出值的脉冲宽度。

此外，根据本发明的逆变器装置的控制方法是如下的方法：在上述的根据本发明的逆变器装置的控制方法中，上述起点使得进行上述频移的区域成为基于构成上述逆变器部的逆变器电路的二极管反向恢复特性的感应性区域。

此外，根据本发明的逆变器装置的控制方法是如下的方法：在上述的根据本发明的逆变器装置的控制方法中，使得上述谐振负载为并联谐振负载且上述起点为比上述谐振频率低的频率。

此外，根据本发明的逆变器装置的控制方法是如下的方法：在上述的根据本发明的逆变器装置的控制方法中，将电感器连接到上述逆变器部的输出级。

此外，根据本发明的逆变器装置的控制方法是如下的方法：在上述的根据本发明的逆变器装置的控制方法中，使得校正由上述电感器所致的电压相位的延迟。

此外，根据本发明的逆变器装置的控制方法是如下的方法：在上述的根据本发明的逆变器装置的控制方法中，使得上述谐振负载为串联谐振负载且上述起点为比上述谐振频率高的频率。

此外，根据本发明的逆变器装置的控制方法是如下的方法：在上述的根据本发明的逆变器装置的控制方法中，使得校正上述逆变器部的电路延迟。

此外，根据本发明的逆变器装置的控制方法是如下的方法：在上述的根据本发明的逆变器装置的控制方法中，使得上述谐振负载为串联谐振负载且上述逆变器部使用SiC二极管作为逆变器开关元件中的续流二极管并且上述起点为比上述谐振频率低的频率。

此外，根据本发明的逆变器装置的控制方法是如下的方法：在上述的根据本发明的逆变器装置的控制方法中，使得上述起点为相对于上述谐振频率的频率移开5%以上的频率。

此外，根据本发明的逆变器装置的控制方法是如下的方法：在上述的根据本发明的逆变器装置的控制方法中，在以上述逆变器驱动信号的频率与上述谐振频率大体一致的方式进行控制之后，使得通过PWM控制来使上述逆变器驱动信号的脉冲宽度变宽。

此外，根据本发明的逆变器装置的控制方法是如下的方法：在上述的根据本发明的逆变器装置的控制方法中，使得检验上述逆变器部的输出成为相位检验变得可能的输出电平的情况。

此外，根据本发明的逆变器装置的控制方法是如下的方法：在上述的根据本发明的逆变器装置的控制方法中，使得检验上述逆变器部的输出成为相位检验变得可能的输出电平的频率的情况。

此外，根据本发明的逆变器装置的控制方法是如下的方法：在上述的根据本发明的逆变器装置的控制方法中，使得利用空气冷却同轴线缆连接上述逆变器装置的输出端子和并联谐振电容器箱、将变流器连接到上述并联谐振电容器箱并向加热线圈传送高频电流。

此外，根据本发明的逆变器装置的控制方法是如下的方法：在上述的根据本发明的逆变器装置的控制方法中，使得上述谐振负载由包括感应加热用的加热线圈和谐振电容器的谐振电路构成。

发明效果

本发明如以上说明的那样构成，因此取得如下那样的优越效果：即使进行输出控制逆变器部的输出的频率也不从谐振频率偏离，此外成为能够改善对谐振频率变动的负载的跟随特性。

附图说明

[图1]图1（a）、（b）是使用PLL电路来控制的自以往公知的逆变器装置的结构说明图。更详细地，图1（a）是表示被由使用PLL电路的逆变器控制部控制并且连接到谐振负载的逆变器装置的整体的结构的结构说明图。此外，图1（b）是图1（a）所示的逆变器装置中的逆变器控制部的详细的结构说明图。

[图2]图2是表示通过PWM控制方式进行输出控制并且连接到谐振负载的自以往公知的逆变器装置的整体的结构的结构说明图。

[图3]图3（a）、（b）、（c）是示出图2所示的逆变器装置中的动作的示意性的波形图。

[图4]图4是根据本发明的实施方式的一个示例的逆变器装置的结构说明图。更详细地，图4是表示被由控制部控制并且连接到谐振负载的逆变器装置的整体的结构的结构说明图。

[图5] 图5是图4所示的逆变器装置中的控制部的详细的结构说明图。

[图6]图6是根据本发明的实施方式的一个示例的逆变器装置的结构说明图。更详细地，图6是表示被由控制部控制并且连接到并联谐振负载的逆变器装置的整体的结构的结构说明图。

[图7]图7（a）、（b）、（c）、（d）、（e）是示出图6所示的逆变器装置中的动作的示意性的波形图。

[图8] 图8是根据本发明的实施方式的一个示例的逆变器装置的结构说明图。更详细地，图8是表示被由控制部控制并且连接到串联谐振负载的逆变器装置的整体的结构的结构说明图。

[图9]图9（a）、（b）、（c）、（d）、（e）是示出图8所示的逆变器装置中的动作的示意性的波形图。

[图10]图10是根据本发明的实施方式的一个示例的逆变器装置中的控制部的结构说明图。

[图11]图11是根据本发明的实施方式的一个示例的逆变器装置中的控制部的结构说明图。

[图12]图12是根据本发明的实施方式的一个示例的逆变器装置的结构说明图。更详细地，图12是表示被由控制部控制并且连接到串联谐振负载的逆变器装置的整体的结构的结构说明图。

[图13]图13是图12所示的逆变器装置中的逆变器部的放大说明图。

[图14]图14（a）是示意性地示出使用连接到谐振负载的根据本发明的逆变器装置的电源结构的结构说明图。此外，图14（b）是示意性地示出使用连接到串联谐振负载的根据以往技术的逆变器装置的电源结构的结构说明图。此外，图14（c）是示意性地示出使用连接到并联谐振负载的根据以往技术的逆变器装置的电源结构的结构说明图。

[图15]图15（a）、（b）是作为谐振负载的一个示例而示出感应加热用谐振负载的结构说明图。更详细地，图15（a）是示出作为串联谐振负载的情况的感应加热用串联谐振负载的结构说明图。图15（b）是示出作为并联谐振负载的情况的感应加热用并联谐振负载的结构说明图。

具体实施方式

以下设为一边参照随附附图一边详细地说明根据本发明的逆变器装置和逆变器装置的控制方法的实施方式的一个示例。

再有，在以下的“具体实施方式”的项的说明中，关于与一边参照图1（a）、（b）、图2以及图3（a）、（b）、（c）的各图一边说明的结构和作用、或一边参照图4以下的各图一边说明的结构和作用相同或相当的结构和作用，分别附有与在图1（a）、（b）、图2以及图3（a）、（b）、（c）或图4以下中使用的符号相同的符号来进行示出，由此省略其详细的结构和作用的说明。

（I）第一实施方式

（I-1）结构

在图4中表示根据本发明的实施方式的一个示例的逆变器装置的结构说明图。再有，在图4中表示由控制部控制并且连接到谐振负载的逆变器装置的整体的结构。

此外，在图5中表示图4所示的逆变器装置中的控制部的详细的结构说明图。

一边参照这些图4和图5一边说明根据本发明的实施方式的一个示例的逆变器装置10。

根据本发明的实施方式的一个示例的逆变器装置10是连接到谐振负载200的PWM控制的电压型逆变器。

即，逆变器装置10是把从交流电源102供给的交流电压变换为期望的电压的高频交流电压并向感应加热电路等那样的谐振负载200进行供给的装置。

再有，作为交流电源102，能够与以往的逆变器装置100同样地使用例如商用交流电源，在该情况下，逆变器装置10将商用交流电压变换为高频交流电压并向谐振负载200供给。

更详细地，逆变器装置10具备转换器部302，该转换器部302输入被从交流电源102供给的交流电压并通过利用二极管的整流来变换为直流电压并进行输出。

即，逆变器装置10的转换器部302由不使用转换器控制部的二极管整流电路构成，被从交流电源102输入交流电压，将所输入的交流电压变换为直流电压并向逆变器部106输出。

逆变器部106输入被从转换器部302输出的直流电压，将其逆变换为高频交流电压并输出。

在逆变器部106的输出级设置有检测来自逆变器部106的输出（在此，来自逆变器部106的“输出”是指作为从逆变器部106输出的电压的“输出电压Vh”或作为从逆变器部106输出的电流的“输出电流Ih”或作为从逆变器部106输出的电力的“输出电力”。）并将其检测结果作为输出传感器信号进行输出的输出传感器108。

逆变器装置10具备控制部12作为控制逆变器部106的动作的控制单元。

如图5所示，控制部12构成为具有PWM控制部12a和频移控制部12b。

控制部12基于作为从外部设定逆变器部106的输出的信号的输出设定信号和从输出传感器108输出的输出传感器信号来对逆变器部106进行反馈控制。

即，控制部12以来自逆变器部106的输出成为输出设定信号所示的输出设定值的方式通过PWM控制部12a的PWM控制来使作为对构成逆变器部106的电压型逆变器的晶体管进行驱动的逆变器驱动信号的矩形波逆变器驱动信号Q、NQ的脉冲宽度可变，使利用逆变器部106变换的高频交流电压的输出可变。

再有，来自逆变器部106的输出被经由输出传感器108输入到外部的谐振负载200。

（I-2）动作

在以上的结构中，逆变器装置10的控制部12进行在以下说明的动作，作为本发明的实施所关联的动作。

即，在开始来自逆变器装置10的输出的驱动开始时（启动时），是与谐振频率周期相比充分短的脉冲宽度，例如成为来自外部的输出设定信号所示的设定值的最低设定输出值（是输出电压或输出电流或输出电力。）的脉冲宽度（在本说明书和本权利要求书中，将“成为来自外部的输出设定信号所示的设定值的最低设定输出值的脉冲宽度”适当地称为“最低脉冲宽度”。），并且通过把从谐振负载200的谐振频率移开的频率作为起点的矩形波逆变器驱动信号Q、NQ来开始（启动）驱动。

由此，即使谐振负载200的谐振频率变动，也通过从驱动开始时（启动时）进行利用控制部12的频移控制部12b的使矩形波逆变器驱动信号Q、NQ的频率向谐振频率移动的频移来使对变动的谐振频率的自动跟随成为可能。

而且，在逆变器装置10中，控制部12的PWM控制部12a在矩形波逆变器驱动信号Q、NQ的频率成为谐振频率（谐振点）或谐振频率附近之后以成为来自外部的输出设定信号所示的设定值的输出的方式通过PWM控制来扩展矩形波逆变器驱动信号Q、NQ的脉冲宽度。

即，逆变器装置10对来自外部的输出设定信号所示的设定值的最低设定输出值（其为输出电压或输出电流或输出电力。）进行输出而作为逆变器驱动信号即矩形波逆变器驱动信号Q、NQ并且使用与谐振频率周期相比充分短的脉冲宽度（例如，是上述的最低脉冲宽度。）的脉冲信号（窄宽度脉冲信号），以把该窄宽度脉冲信号从谐振频率移开所得到的频率为起点而启动之后使频率移动到谐振频率或谐振频率附近，之后通过频率控制来控制为谐振频率。

此后，逆变器装置10通过PWM控制来使窄宽度脉冲信号的脉冲宽度变宽，使得成为来自外部的输出设定信号所示的设定值的输出（其为输出电压或输出电流或输出电力。）。

（I-3）作用效果

因此，根据在上述中说明的逆变器装置10，即使进行输出控制逆变器部的输出的频率也不从谐振频率偏离，此外能够改善对谐振频率变动的负载的跟随特性。

此外，在上述中说明的逆变器装置10中，由于能够在逆变器部106中进行输出控制，因此没有如以往技术那样使用晶闸管整流电路、斩波器电路作为转换器部的转换器电路的情况。

因此，当与使用晶闸管整流电路、斩波器电路的以往技术相比较时，逆变器装置10成为能够谋求电源功率因数的改善、输出响应速度的大幅的改善（根据本申请发明人的实验，响应速度从以往技术中的100ms大幅改善为10ms。）、由部件件数的大幅削减所致的成本降低以及可靠性提高。

此外，逆变器装置10把作为逆变器驱动信号的驱动开始时（启动时）的频率的启动频率设为从谐振频率移开的频率，而后以使逆变器驱动信号的频率向谐振频率接近的方式进行频移，因此大幅改善对谐振频率变动的谐振负载200的跟随特性，此外，在切换谐振频率不同的多个谐振负载200来进行连接的情况下也能够毫无问题地应对。

进一步地，不管谐振负载200为并联谐振负载还是为串联谐振负载，都能够作为相同的电压型逆变器进行使用，因此成为能够谋求逆变器装置的通用化。

在此，优选的是，将通过频移控制部12b进行频移的区域（频移区域）决定为考虑了对逆变器电路最适当的二极管反向恢复特性的感应性区域。

换言之，优选的是，以频移区域成为基于逆变器电路的二极管反向恢复特性的感应性区域的方式来决定启动频率。

根据本申请发明人的实验，当作为逆变器驱动信号的驱动开始时（启动时）的频率即启动频率设为相对于谐振频率的频率移开5%以上的频率（例如，当设为谐振频率为20kHz时，相对于谐振频率的频率移开5%以上的频率为19kHz以下的频率或21kHz以上的频率。）时，得到了良好的结果。

再有，在将启动频率设为相对于谐振频率的频率移开5%以上的频率时即把启动频率从谐振频率的频率移开5%以上时，既可以在谐振频率的低频带侧（比谐振频率低的频率方向）上移开（例如，当设为谐振频率为20kHz时，在谐振频率的低频带侧上移开5%以上的频率成为19kHz以下的频率。），或者也可以在谐振频率的高频带侧（比谐振频率高的频率方向）上移开（例如，当设为谐振频率为20kHz时，在谐振频率的高频带侧上移开5%以上的频率成为21kHz以上的频率。）。

再有，根据本申请发明人的见解，不存在如上述的根据本发明的逆变器装置10那样在使得把启动频率从谐振频率的频率移开（例如，相对于谐振频率的频率移开5%以上。）并从该启动频率起通过窄宽度脉冲信号来开始逆变器部的驱动之后使该窄宽度脉冲信号向谐振频率频移、之后以谐振频率开始对窄宽度脉冲信号的脉冲宽度进行扩展的PWM控制那样的以往技术。

（II）第二实施方式

（II-1）结构

在图6中表示根据本发明的实施方式的一个示例的逆变器装置的结构说明图。再有，在图6中表示被由控制部控制并且连接到并联谐振负载的逆变器装置的整体的结构。

当一边参照图6一边说明根据本发明的实施方式的一个示例的逆变器装置20时，逆变器装置20被连接到并联谐振负载22。

再者，在并联谐振负载中具有在与谐振频率相比频率更低的范围内成为感应性的特性，另一方面，关于电压型逆变器，理解的是由于并联连接到逆变器元件的二极管的电流的反向恢复特性，利用感应性的切换动作与电容性相比是稳定的。

因此，根据本发明的逆变器装置20将比并联谐振电路22的谐振频率低的频率（例如，是比谐振频率低5%以上的频率。）设为逆变器驱动信号的启动频率，从该启动频率起进行频移而使逆变器驱动信号的频率上升到谐振频率，使得以谐振频率来锁定逆变器驱动信号的频率。

在以下，当对逆变器装置20进行说明时，符号24是电感器，符号26是电压传感器，符号28是控制部。

再有，电压传感器26是相当于上述的输出传感器108的结构要素，其检验电压，作为输出传感器信号而输出示出所检验的电压的信号。

控制部28被构成为具有频移电路30、电压控制振荡器（VCO：Voltage-controlledoscillator）电路32、窄宽度脉冲信号生成电路34、输出电路36、相位比较电路38、延迟设定电路40、锁定完成电路42、检波电路44、误差放大器滤波器46、三角波生成电路48、以及PWM电路50。

在此，关于逆变器装置20，除了与本发明的实施相关联地控制部28具备频移电路30来对逆变器驱动信号的频率进行频移这一点和信号切换这一点以外，由于能够应用自以往公知的逆变器装置的技术，因此省略了与除了对逆变器驱动信号的频率进行频移这一点和信号切换这一点以外的其它结构相关的详细的说明。

（II-2）动作

在以上的结构中，关于逆变器装置20的动作，以关联于本发明的实施的控制部28的动作为中心进行说明。

在控制部28中，将来自外部的输出导通（ON）信号输入到频移电路30，以从比并联谐振负载22的谐振频率低的频率（例如是比谐振频率低5%以上的频率。）起开始逆变器部106的驱动的方式向VCO电路32输出信号，来自VCO电路32的输出的频率信号被输入到窄宽度脉冲信号生成电路34，由窄宽度脉冲信号生成电路34生成VCO电路32的输出的频率的窄宽度脉冲信号并且将该窄宽度脉冲信号输出到输出电路36。在输出电路36中，通过锁定完成电路42的信号来从窄宽度脉冲信号生成电路34的信号切换为PWM电路50的信号。

在此，优选的是，以从逆变器部106输出的输出值成为来自外部的输出设定信号所示的设定值的最低设定输出值（其为输出电压或输出电流或输出电力。）的方式设定由窄宽度脉冲信号生成电路34生成的窄宽度脉冲信号的脉冲宽度。

在图7（a）、（b）、（c）、（d）、（e）中表示示意性地示出逆变器装置20中的动作的波形图。

再有，在图7（a）、（b）、（c）、（d）、（e）中，波形D、波形E、波形F、波形G以及波形H是由电压传感器26检验的电压（电容器电压Vc）波形。

图7（a）示出作为驱动开始时（启动时）的启动频率处的逆变器部106的输出而由电压传感器26检验的电压（电容器电压Vc）波形（波形D）与作为逆变器驱动信号的窄宽度脉冲信号的相位差。

在并联谐振负载22被连接到逆变器装置20的情况下，理解的是，在谐振频率以下的频域中，逆变器驱动信号的相位与电容器电压Vc的相位相比延迟。

在此，在相位比较电路38中，将作为逆变器驱动信号的脉冲的周期的1/4延迟的位置的A点设为相位检波脉冲的脉冲位置，将进行比较的电容器电压Vc相位波形（波形E）的过零点设为B点（参照图7（b）。），对A点和B点的相位差进行比较，在相位差成为零（0）或成为预先设定的相位差的频率处锁定（参照图7（c）。）。

另一方面，将来自电压传感器26的波形信号和来自VCO电路32的频率信号输入到相位比较电路16并对各个相位进行比较，以成为谐振频率的方式控制VCO电路32的频率。

具体地，通过把从谐振频率移开的频率（例如比谐振频率低5%以上的频率）设为启动频率的窄宽度脉冲信号的逆变器驱动信号来开始逆变器部106的驱动（参照图7（a）。），使该逆变器信号的频率进行频移而上升（参照图7（b）。）。

然后，通过相位比较电路38来使逆变器驱动信号的频率在谐振频率处锁定（参照图7（c）。），锁定完成电路42检验锁定完成并向输出电路36输出信号。根据该信号，从输出电路36输出通过PWM控制而从窄宽度脉冲信号扩展了脉冲宽度tw的逆变器驱动信号，逆变器部106的输出上升到由输出设定信号所设定的设定值的输出（参照图7（d）、（e）。）。

即，逆变器装置20连接并联谐振负载22作为谐振负载，使用输出来自外部的输出设定信号所示的设定值的最低设定输出值（其为输出电压或输出电流或输出电力。）的、与谐振频率周期相比充分短的脉冲宽度的脉冲信号（窄宽度脉冲信号）作为逆变器驱动信号即矩形波逆变器驱动信号Q、NQ，以把该窄宽度脉冲信号从谐振频率移开所得到的频率（例如，是比谐振频率低5%以上的频率。）为起点而启动之后进行利用使频率上升到谐振频率或谐振频率附近的频移的频率控制，将逆变器驱动信号的频率控制为谐振频率。

此后，在逆变器装置20中，通过PWM控制来使窄宽度脉冲信号的脉冲宽度变宽，使得成为来自外部的输出设定信号所示的设定值的输出（其为输出电压或输出电流或输出电力。）。

（II-3）作用效果

因此，在逆变器装置20中，也得到与关于逆变器装置10在上述（I-3）中说明的作用效果同样的作用效果。

（II-4）第二实施方式中的其它的特征性结构

（ア）在逆变器装置20中，在逆变器部106的输出级即在逆变器部106与电压传感器26之间连接有防止高次谐波电流的电感器24。

即，在逆变器装置20中，在将作为电压型逆变器的逆变器部106连接到并联谐振负载22的情况下，由于矩形波电压的高次谐波分量的电压而流动高次谐波电流，因此将用于防止该电流的电感器24串联连接到逆变器部106的输出级。

虽然逆变器部106的输出电压成为矩形波，但是一般已知矩形波由正弦波和奇数高次谐波的合成波形构成，当保持矩形波的原样而连接到并联谐振负载22时，奇数高次谐波分量由于频率较高因此电容器的电抗变小，高次谐波电流增大，引起电流波形失真，或者引起作为逆变器部106的开关元件的晶体管的损失恶化等。

因此，在抑制这样的高次谐波电流的目的下，在逆变器装置20中将电感器24连接到逆变器部106的输出级。

（イ）在逆变器装置20的控制部28中，在把来自VCO电路32的输出信号输入到相位比较电路38来进行相位比较时，设置用于设定信号延迟时间的延迟设定电路40。

即，在逆变器装置20中，在将作为电压型逆变器的逆变器部106连接到并联谐振负载22的情况下，由于矩形波电压的高次谐波分量的电压而流动高次谐波电流，因此虽然为了防止该电流而串联连接了电感器24，但是由于因该电感器24的串联连接所致的电感器分量而在谐振时的电压相位产生延迟。

在逆变器装置20的控制部28中，为了校正该电压相位的延迟，设置使输入到相位比较电路38的驱动侧的脉冲相位延迟的延迟设定电路40来进行延迟校正。

（III）第三实施方式

（III-1）结构

在图8中表示根据本发明的实施方式的一个示例的逆变器装置的结构说明图。再有，在图8中表示由控制部控制并且连接到串联谐振负载的逆变器装置的整体的结构。

当一边参照图8一边说明根据本发明的实施方式的一个示例的逆变器装置60时，逆变器装置60被连接到串联谐振负载62。

再者，在串联谐振负载中具有在与谐振频率相比频率更高的范围内成为感应性的特性，另一方面，关于电压型逆变器，理解的是由于并联连接到逆变器元件的二极管的电流的反向恢复特性，利用感应性的切换动作与电容性相比是稳定的。

因此，根据本发明的逆变器装置20将比串联谐振电路22的谐振频率高的频率（例如，是比谐振频率高5%以上的频率。）设为逆变器驱动信号的启动频率，从该启动频率起进行频移而使逆变器驱动信号的频率下降到谐振频率，使得以谐振频率来锁定逆变器驱动信号的频率。

在以下，当对逆变器装置60进行说明时，符号64是电流传感器，符号66是串联谐振负载62的谐振电容器。

再有，电流传感器64是相当于上述的输出传感器108的结构要素，其检验电流，作为输出传感器信号而输出示出所检验的电流的信号。

控制部28的结构与在上述说明的逆变器装置20中的结构相同，因此省略其详细的说明。

（III-2）动作

在以上的结构中，关于逆变器装置60的动作，以关联于本发明的实施的控制部28的动作为中心进行说明。

在控制部28中，将来自外部的输出导通（ON）信号输入到频移电路30，以从比串联谐振负载62的谐振频率高的频率（例如是比谐振频率高5%以上的频率。）起开始逆变器部106的驱动的方式向VCO电路32输出信号，来自VCO电路32的输出的频率信号被输入到窄宽度脉冲信号生成电路34，由窄宽度脉冲信号生成电路34生成VCO电路32的输出的频率的窄宽度脉冲信号并且将该窄宽度脉冲信号输出到输出电路36。在输出电路36中，通过锁定完成电路42的信号来从窄宽度脉冲信号生成电路34的信号切换为PWM电路50的信号。

在此，优选的是，以从逆变器部106输出的输出值成为来自外部的输出设定信号所示的设定值的最低设定输出值（其为输出电压或输出电流或输出电力。）的方式设定由窄宽度脉冲信号生成电路34生成的窄宽度脉冲信号的脉冲宽度。

在图9（a）、（b）、（c）、（d）、（e）中表示示意性地示出逆变器装置60中的动作的波形图。

再有，在图9（a）、（b）、（c）、（d）、（e）中，波形I、波形J、波形K、波形L和波形M是由电流传感器64检验的电流（输出电流）波形。

图9（a）示出作为驱动开始时（启动时）的启动频率处的逆变器部106的输出而由电流传感器64检验的电流（输出电流）波形（波形I）与作为逆变器驱动信号的窄宽度脉冲信号的相位差。

在串联谐振负载62被连接到逆变器装置60的情况下，理解的是，在谐振频率以上的频域中，输出电流的相位与逆变器驱动信号的相位相比延迟。

在此，在相位比较电路38中，将作为逆变器驱动信号的脉冲的周期的1/4延迟的位置的C点设为相位检波脉冲的脉冲位置，将进行比较的输出电流相位波形（波形J）的过零点设为D点（参照图9（b）。），对C点与D点的相位差进行比较，在相位差成为零（0）或成为预先设定的相位差的频率处锁定（参照图9（c）。）。

另一方面，将来自电流传感器64的波形信号和来自VCO电路32的频率信号输入到相位比较电路16并对各个相位进行比较，以成为谐振频率的方式控制VCO电路32的频率。

具体地，通过把从谐振频率移开的频率（例如比谐振频率高5%以上的频率）设为启动频率的窄宽度脉冲信号的逆变器驱动信号来开始逆变器部106的驱动（参照图9（a）。），使该逆变器信号的频率进行频移而下降（参照图9（b）。）。

然后，通过相位比较电路38来使逆变器驱动信号的频率在谐振频率处锁定（参照图9（c）。），锁定完成电路42检验锁定完成并向输出电路36输出信号。通过该信号，从输出电路36输出通过PWM控制而从窄宽度脉冲信号扩展了脉冲宽度tw的逆变器驱动信号，逆变器部106的输出上升到由输出设定信号所设定的设定值的输出（参照图9（d）、（e）。）。

再有，在连接串联谐振负载62的逆变器装置60中，为了校正逆变器部106的电路延迟而使用延迟设定电路40。

即，逆变器装置60连接串联谐振负载62作为谐振负载，使用输出来自外部的输出设定信号所示的设定值的最低设定输出值（其为输出电压或输出电流或输出电力。）的、与谐振频率周期相比充分短的脉冲宽度的脉冲信号（窄宽度脉冲信号）作为逆变器驱动信号即矩形波逆变器驱动信号Q、NQ，以把该窄宽度脉冲信号从谐振频率移开所得到的频率（例如，是比谐振频率高5%以上的频率。）为起点而启动之后进行利用使频率下降到谐振频率或谐振频率附近的频移的频率控制，将逆变器驱动信号的频率控制为谐振频率。

此后，在逆变器装置60中，通过PWM控制来使窄宽度脉冲信号的脉冲宽度变宽，使得成为来自外部的输出设定信号所示的设定值的输出（其为输出电压或输出电流或输出电力。）。

（III-3）作用效果

因此，在逆变器装置60中，也得到与关于逆变器装置10在上述（I-3）中说明的作用效果同样的作用效果。

（IV）第四实施方式

在图10中表示根据本发明的实施方式的一个示例的逆变器装置中的控制部的结构说明图。

再有，在该第四实施方式中，关于除了控制部之外的其它结构，与根据上述的第二、第三的各实施方式的逆变器装置20、60和根据后述的第七实施方式的逆变器装置400的结构没有不同之处，因此省略除了控制部之外的其它结构的图示和说明。

当与上述的各实施方式（第二、第三、第七实施方式）中的控制部28相比较时，根据该第四实施方式的逆变器装置的控制部70除了控制部28的结构之外还具备最低电平检验电路72，在这点上两者是不同的。

在根据第二、第三、第七实施方式的逆变器装置20、60、400中，当频率从谐振频率移开时输出电平（谐振电压或谐振电流）降低，变得不能根据逆变器部106的输出进行正确的相位检验。

因此，在根据第四实施方式的逆变器装置中，在控制部70设置最低电平检验电路72，对逆变器部106的输出成为在最低电平检验电路72处相位检验变成可能的输出电平的情况进行检验，使得开始相位比较。

即，根据第四实施方式的逆变器装置是如下的装置：通过控制部70的最低电平检验电路72来对由作为逆变器驱动信号的脉冲驱动信号所致的谐振负载的输出（其为输出电压或输出电流或输出电力。）电平进行检验，在成为预先设定的电平以上的情况下使控制为谐振频率附近的相位比较电路38开始动作。

（V）第五实施方式

在图11中表示根据本发明的实施方式的一个示例的逆变器装置中的控制部的结构说明图。

再有，在该第五实施方式中，关于除了控制部之外的其它结构，与根据上述的第二、第三的各实施方式的逆变器装置20、60和根据后述的第七实施方式的逆变器装置400的结构没有不同之处，因此省略除了控制部之外的其它结构的图示和说明。

当与上述的各实施方式（第二、第三、第七实施方式）中的控制部28相比较时，根据该第五实施方式的逆变器装置的控制部80除了控制部28的结构之外还具备最低电平频率检验电路82，在这点上两者是不同的。

在根据第二、第三、第七实施方式的逆变器装置20、60、400中，当频率从谐振频率移开时输出电平（谐振电压或谐振电流）降低，变得不能根据逆变器部106的输出进行正确的相位检验。

因此，在根据第五实施方式的逆变器装置中，在控制部80设置最低电平频率检验电路82，对逆变器部106的输出成为在最低电平频率检验电路82处相位检验变成可能的输出电平的频率（最低电平频率）的情况进行检验，使得开始相位比较。

即，根据第五实施方式的逆变器装置是如下的装置：通过控制部80的最低电平频率检验电路82来对在使作为逆变器驱动信号的脉冲驱动信号的频率进行频移时成为预先设定的频率（最低电平频率）的情况进行检验，在其检验时间点使相位比较电路38开始动作。

（VI）第六实施方式

根据本发明的第六实施方式的一个示例的逆变器装置是如下的装置：其具备上述的第四实施方式中的最低电平检验电路72和上述的第五实施方式中的最低电平频率检验电路82这两者。

再有，在该第六实施方式中，除了在控制部设置最低电平检验电路和最低电平频率检验电路这两者这一点之外，关于其它结构没有与上述的各实施方式（第二、第三、第四、第五的各实施方式）和后述的第七实施方式中的结构不同之处，因此援用上述的各实施方式（第二、第三、第四、第五的各实施方式）和后述的第七实施方式中的说明，由此省略其图示和说明。

（VII）第七实施方式

在图12中表示根据本发明的实施方式的一个示例的逆变器装置的结构说明图。再有，在图12中表示由控制部控制并且连接到串联谐振负载的逆变器装置的整体的结构。

此外，在图13中表示图12所示的逆变器装置中的逆变器部的放大说明图。

当与图8所示的根据上述的第三实施方式的逆变器装置60的结构相比较时，该图12所示的逆变器装置（根据本发明的第七实施方式的一个示例的逆变器装置）400在代替逆变器部106而具备逆变器部406这一点上，两者是不同的。

如图13所示，逆变器装置400的逆变器部406是如下的逆变器部：使得使用SiC二极管作为逆变器开关元件406a中的环流二极管（续流二极管）406b。

更详细地，如图13所示，在逆变器部406的逆变器开关元件406a中，使得使用SiC二极管作为与半导体开关元件406c反并联地连接的续流二极管406b。

在该第七实施方式的逆变器装置400中，谐振负载形成串联谐振电路62，使作为能够确保最低设定输出值（其为输出电压或输出电流或输出电力。）的充分短的逆变器驱动信号的脉冲驱动信号的频率为比谐振频率低的频率（例如，是比谐振频率低5%以上的频率。）并以其为起点而启动，进行利用使频率上升到谐振频率附近的频移的频率控制。把作为逆变器驱动信号的脉冲驱动信号的频率控制为谐振频率。

即，在逆变器装置400中，使用SiC二极管作为逆变器开关元件106a的续流二极管106b。

因此，根据其特性，几乎没有电流再生时的恢复时间，因此成为能够在串联谐振电路中进行利用电容性（C性）的逆变器动作，能够以低频率（C性区域）为起点来移动到频率高的谐振频率。

（VIII）第八实施方式

接着，一边参照图14（a）、（b）、（c）一边说明根据本发明的第八实施方式的一个示例的逆变器装置。

在此，在图14（a）中表示示意性地示出使用连接到谐振负载的根据本发明的逆变器装置的电源结构的结构说明图。

此外，在图14（b）中表示示意性地示出使用连接到串联谐振负载的根据以往技术的逆变器装置的电源结构的结构说明图。

进一步地，在图14（c）中表示示意性地示出使用连接到并联谐振负载的根据以往技术的逆变器装置的电源结构的结构说明图。

使用图14（a）所示的上述的根据本发明的连接到谐振负载的逆变器装置10、20、60、400的电源结构是如下的电源结构：能够用于感应加热的用途，利用空气冷却同轴线缆504来连接与谐振负载连接的根据本发明的逆变器装置10、20、60、400的输出端子500和并联谐振电容器箱502，将小型的变流器（手持型的变流器）506连接到并联谐振电容器箱502，使得向加热线圈508传送高频电流。

在感应加热的用途中，存在使从逆变器装置到加热线圈的距离变长而通过人工进行加热作业的情况，以往，如图14（b）所示，将水冷线缆602连接到与串联谐振负载连接的根据以往技术的逆变器装置600的输出端子600a来进行延长，通过中继箱604在小型的变流器（手持型的变流器）606处进行阻抗变换，向加热线圈608传送高频电流。

或者，在以往，如图14（c）所示，使用连接到并联谐振负载的根据以往技术的逆变器装置700，将空气冷却同轴线缆702连接到逆变器装置700的输出端子700a来进行延长，通过中继箱704在小型的变流器（手持型的变流器）706处进行阻抗变换，向加热线圈708传送高频电流。

然而，在使用如图14（b）所示的连接到串联谐振负载的根据以往技术的逆变器装置600的情况下，在水冷线缆602的往返的杂散电容中流动高次谐波电流，因此在延长距离上存在极限，一般而言延长距离的极限为50m左右。

此外，在使用如图14（c）所示的连接到并联谐振负载的根据以往技术的逆变器装置700来延长空气冷却同轴线缆702的距离的情况下是如下的情况：逆变器装置700内部的串联电抗器较大而变重，因此电源本身也较大而变重，不能作为小型电源而在作业现场容易地使用。

另一方面，在使用如图14（a）所示的连接到谐振负载的根据本发明的逆变器装置10、20、60、400的结构中，由于使用不需要较大的直流电抗器的电压型逆变器，因此能够为小型的电源结构，通过将空气冷却同轴线缆504连接到该电源结构，从而能够构成即使在200m以上也能够容易地延长空气冷却同轴线缆504的小型电源。

再有，并联谐振电容器箱502是由并联谐振用电容器构成的电容器箱。

此外，作为小型的变流器（手持型的变流器）506，能够使用与以往的结构即小型的变流器（手持型的变流器）606、706相同的变流器。

同样，加热线圈508也能够使用与以往的结构即加热线圈608、708相同的加热线圈。

（IX）第九实施方式

根据本发明的第九实施方式的一个示例的逆变器装置是如下的逆变器装置：使得构成上述的各实施方式中的谐振负载200、并联谐振负载22或串联谐振负载62的谐振电路是由包括感应加热用的加热线圈和谐振电容器的谐振电路构成的。

即，作为连接到包括逆变器装置10、20、60、400的根据本发明的逆变器装置的谐振负载200、并联谐振负载22或串联谐振负载62，能够使用各种各样的结构，例如，也可以使得为将如图15（a）、（b）所示那样的感应加热用谐振负载连接到根据本发明的逆变器装置。

在此，在图15（a）中表示示出作为串联谐振负载的情况的感应加热用串联谐振负载的结构说明图。

此外，在图15（b）中表示示出作为并联谐振负载的情况的感应加热用并联谐振负载的结构说明图。在该图15（b）所示的结构中，高次谐波除去用的滤波器被串联连接到感应加热用并联谐振负载。

再有，在图6所示的逆变器装置20中，在逆变器装置20内将滤波器作为电感器24进行接线。

（X）其它的实施方式和变形例的说明

再有，上述的实施方式只不过是例示，本发明能够以其它各种方式来实施。即，本发明并非是限制于上述的实施方式的发明，能够在不脱离本发明的主旨的范围内进行各种省略、置换、变更。

例如，也可以使上述的实施方式以如以下的（X-1）至（X-4）所示那样变形。

（X-1）在上述的实施方式中，例示了在把启动频率从谐振频率移开时具体地从谐振频率移开5%以上。

然而，本发明并非是限制于从谐振频率移开5%以上的发明，也可以使得为从谐振频率移开不到5%。

即，“5%”这一数值是本申请发明人根据实验确证地求取的优选的数值，但是本发明并非是限制于“5%”的数值的发明，只要启动频率从谐振频率移开即可。

通过把启动频率从谐振频率移开，从而不管谐振负载侧的谐振频率如何偏离，都成为能够通过频移来自动地找到谐振频率。

在此，优选的是，将进行频移的区域（频移区域）决定为考虑了对于逆变器电路最适当的二极管反向恢复特性的感应性区域，根据本申请发明人进行的实验，为距谐振频率5%以上的区域。

（X-2）在上述的实施方式中，虽然省略了各结构中的具体的电路结构等的说明，但是当然可以使用与各结构对应的自以往公知的电路结构。

（X-3）在上述的实施方式中，虽然省略了各结构中的具体的电路常数等的说明，但是当然可以使用与各结构对应的自以往公知的电路常数。

（X-4）关于上述的各实施方式和上述的（X-1）至（X-3）所示的各实施方式，当然可以使得为适当地进行组合。

产业上的可利用性

本发明能够利用于作为连接到感应加热电路等那样的谐振负载的电源装置的逆变器装置。

附图标记的说明

10逆变器装置；12控制部（控制单元）；12a PWM控制部（控制单元）；12b频移控制部（控制单元）；20逆变器装置；22并联谐振电路；24电感器；26电压传感器；28控制部（控制单元）；30频移电路；32电压控制振荡器（VCO：Voltage-controlled oscillator）电路；34窄宽度脉冲信号生成电路；36输出电路；38相位比较电路；40延迟设定电路；42锁定完成电路；44检波电路；46误差放大器滤波器；48三角波生成电路；50 PWM电路；60逆变器装置；62串联谐振负载；64电流传感器；66谐振电容器；70控制部（控制单元）；72最低电平检验电路（最低电平检验单元）；80控制部（控制单元）；82最低电平频率检验电路（频率检验单元）；100逆变器装置；102交流（AC）电源；104转换器部；106逆变器部；108输出传感器；110转换器控制部；112控制部；112a PLL电路；200谐振负载；300逆变器装置；302转换器部；304 PWM控制部；400逆变器装置；406逆变器部；406a逆变器开关元件；406b环流二极管（续流二极管）；406c半导体开关元件；500输出端子；502并联谐振电容器箱；504空气冷却同轴线缆；506变流器；508加热线圈；600逆变器装置；600a输出端子；602水冷线缆；604中继箱；606变流器；608加热线圈；700逆变器装置；700a输出端子；702空气冷却同轴线缆；704中继箱；706变流器；708加热线圈；Vh输出电压；Ih输出电流；Q矩形波逆变器驱动信号；NQ矩形波逆变器驱动信号；T逆变器部的输出（输出电压或输出电流）的基波分量的1周期；T/4逆变器部的输出（输出电压或输出电流）的基波分量的1/4周期；tw矩形波逆变器驱动信号Q、NQ的脉冲宽度。