具体实施方式

为详尽本发明之技术内容、结构特征、所达成目的及功效，以下将结合说明书附图进行详细说明。

本发明提供的复合型交错并联直流变换电路，在一个具体实施例中，如图1所示，其包括主DC/DC电路6、纹波补偿电路3和补能电路2，主DC/DC电路6、纹波补偿电路3和补能电路2均至少设有1个，主DC/DC电路6输入端口构成总输入端口，主DC/DC电路6输出端口的正端子与纹波补偿电路3输出端口的正端子连接，构成总输出端口的正端子4，其负端子与纹波补偿电路3输出端口的负端子连接，构成总输出端口的负端子5；补能电路2的输出端口与纹波补偿电路3的输入端口连接，纹波补偿电路3输入电压维持于低于总输入电压的某一水平U_ref。

主DC/DC电路6包括第一半桥电路和第一滤波电感10，第一半桥电路和第一滤波电感10均设有1个；第一半桥电路包括第一半导体器件9和第二半导体器件14，第一半导体器件9第一端构成主DC/DC电路输入端口的正端子8，第二端分别与第二半导体器件14的第一端和第一滤波电感10的第一端相连，第二半导体器件14的第二端构成主DC/DC电路输入端口的负端子13且为主DC/DC电路输出端口的负端子12，第一滤波电感10的第二端构成主DC/DC电路输出端口的正端子11。其中，主DC/DC电路6根据应用场合的需要，既可采用能量单向传输的Buck电路，即第一半导体器件9为全控型半导体开关器件，所述第二半导体器件14为二极管，如图3a所示；又可采用能量双向传输的Buck/Boost双向变换器，即第一半导体器件9为全控型半导体开关器件，所述第二半导体器件14为全控型半导体开关器件，如图3b所示。

纹波补偿电路3包括第二半桥电路、第二滤波电感17和隔直电容18，第二半桥电路、第二滤波电感17和隔直电容18均设有1个；第二半桥电路包括第三半导体器件16和第四半导体器件22，第三半导体器件16第一端构成纹波补偿电路输入端口的正端子15，第二端分别与第四半导体器件22的第一端和第二滤波电感17的第一端相连，第四半导体器件22的第二端构成纹波补偿电路输入端口的负端子21且为纹波补偿电路输出端口的负端子20，隔直电容18的第一端与第二滤波电感17的第二端连接，第二端构成纹波补偿电路输出端口的正端子19。如图4所示，纹波补偿电路3采用能量双向传输的Buck/Boost双向变换器，即第三半导体器件、第四半导体器件为全控型半导体开关器件，并在输出端串联隔直电容。

在该实施例中，如图5a所示，补能电路2为隔离型DC/DC变换电路，包括第一输入端口23、输入侧DC-AC变换器24、隔离变压器25、输出侧AC-DC变换器26和第一输出端口27，第一输入端口23连接于隔直电容18两侧，第一输出端口27连接于纹波补偿电路3输入端口。

本发明的另一方面，提供一种利用前述的复合型交错并联直流变换电路的控制方法，对于包含N个主DC/DC电路和1个纹波补偿电路的复合型交错并联直流变换电路，在每个控制周期通过控制方法生成主DC/DC电路和纹波补偿电路的开关信号，其流程图如图6所示，该控制方法包括以下步骤：

S1、根据具体应用场合的控制需求，生成各主DC/DC电路的占空比指令D_k(k＝1～N)；

S2、实施载波移相调制，生成主DC/DC电路各开关信号；

S21、分别令占空比指令D₁～D_N与N个相位依次相差2π/N、最小值为0、最大值为1、频率为开关频率f_s的三角波作比较，若D_k大于第k个三角波，执行步骤S22，否则执行步骤S23，若第二半导体器件为全控型开关器件，则执行步骤S24；

S22、令第k个主DC/DC电路半桥的开关函数S_k＝1，即令第一半导体器件开通；

S23、令第k个主DC/DC电路半桥的开关函数S_k＝0，即令第一半导体器件关断；

S24、在第一半导体器件开通时，需使第二半导体器件保持关断，而在第一半导体器件关断后，需使第二半导体器件开通。

S3、分别检测当前各主DC/DC电路的输入电压u_in及输出电压u_o，据此估计当前各主DC/DC电路电感电流之和i_main的变化率di_main/dt：

其中：L表示各主DC/DC电路第一滤波电感；S_k表示第k个主DC/DC电路中第一半桥电路的开关函数；

S4、若di_main/dt>0，执行步骤S5；否则执行步骤S6；

S5、开通纹波补偿电路的第四功率半导体器件，关断纹波补偿电路的第三功率半导体器件，结束本周期控制；

S6、关断纹波补偿电路的第四功率半导体器件，开通纹波补偿电路的第三功率半导体器件，结束本周期控制。

如图7所示，还包括所述补能电路为所述隔离型DC/DC变换电路时，在每个控制周期通过以下步骤控制所述隔离型DC/DC变换电路：

S71、采样纹波补偿电路输入端电压；

S72、用纹波补偿电路输入端电压参考值减去S71得到的采样值，得到电压控制误差；

S73、控制误差经过PI控制器，得出隔离型DC/DC变换电路的功率指令。

S74、根据隔离型DC/DC变换电路的功率与电路开关控制信号的关系，得出输入侧DC/AC电路和输出侧AC/DC电路的开关控制信号。

在另一个具体实施例中，如图2所示，主DC/DC电路6、纹波补偿电路3与前一个具体实施例相同，补能电路2为不含半导体开关器件的无源分压电路，如图5b所示，包括第二输入端口28、第一无源支路29、第二输出端口30和第二无源支路31，第一无源支路29与第二无源支路31串联，第一无源支路29与第二无源支路30串联的一端构成第二输出端口30的正端子，另一端构成第二输入端口28的正端子；第二无源支路31不与第一无源支路29串联的一端构成第二输入端口28的负端子且为第二输出端口30的负端子；第一无源支路29与第二无源支路31均仅由若干电阻串联或并联构成，或仅由若干电容串联或并联构成，或由若干电阻和电容串联或并联构成，或仅包含一个电阻，或仅包含一个电容，此实施例中第一无源支路29由电阻R1构成，第二无源支路31由电阻R2和电容C2并联构成，通过电阻分压作用，使补能电路的输出电压等于U_ref。第二输入端口28连接于复合型交错并联直流变换电路的输入端口，第二输出端口30连接于纹波补偿电路3的输入端口。

基于此具体实施例的补能电路无需控制，基于此实施例的主DC/DC电路和纹波补偿电路的控制方法与前一个具体实施例相同，不予赘述。

本发明可应用于电解制氢、大容量电池储能系统等需要低压大电流、低纹波输出特性直流电源的应用场合。以下结合接入直流微网的电解制氢应用场景说明本发明的具体实施方案。

该应用场景中，要求设计制氢直流电源，其输入能够接入1.5kV直流母线，其输出能够为制氢用电解槽提供约400V电压，最大输出电流要求达到1500A，输出电流纹波峰峰值要求小于10A。

若采用现有技术方案一，即无纹波补偿的交错并联Buck电路，实现上述要求，则电路拓扑如图8a所示。图中电路包含N个交错并联的Buck电路，各Buck电路采用载波移相调制，即各载波之间相差120°。若单就输出电流1500A，耐压1.5kV的要求来看，选用规格为3300V/1000A的IGBT及二极管，采用3个Buck电路即可满足要求，例如可选择英飞凌FD1000R33HE3模块(含IGBT及二极管)，单价约2211美元。根据期刊文献ALow-costMulti-phase 3A Buck Converter With Improved Ripple Cancellation for Wide SupplyRange，(Hafeez K T,DuttaA,Singh S G,et al.2016IEEE International Symposium onCircuits and Systems(ISCAS),2016:1618-1621)式(2)，并考虑u_o＝Du_in，可以用下式计算i_o纹波峰峰值大小ΔI_o：

在Buck电路数N＝3、输入电压u_in＝1000V、占空比D＝400/1500＝0.2667的情况下，若假设电感L＝0.5mH、开关频率f_s＝1kHz，可计算得到ΔI_o＝160A。可见此时是无法满足纹波电流小于50A的要求的。若要进一步减少电流纹波，则需增加支路数N、电感L或开关频率的大小。而增加开关频率可能导致开关损耗大幅增加，并不可取。为此，修正N为4，并令L＝2.5mH，开关频率不变，则可计算得ΔI_o＝9.3A，满足要求。但这是以增加支路数和电感值为代价的，由于支路数、电感值增加，装置的成本、体积和重量均会增加。在N＝4、L＝2.5mH的情况下，尽管各支路电流有所减小，但在目前可用的3300V器件中，仍只能选择额定电流3300V/1200A的IGBT。可见，单价没有降低，而器件数量增加33％；此外，电感感值增加到原来5倍，成本和体积均有大幅增加。

若采用现有技术方案二，即有纹波补偿的交错并联Buck电路，实现上述要求，则电路拓扑如图8b所示。图中采用3个交错并联的Buck电路作为主DC/DC变换电路，采用一个双向Buck/Boost串联隔直电容构成纹波补偿电路，纹波补偿电路的输入端与主DC/DC并联，接1.5kV直流母线。主DC/DC变换电路部分与现有方案一采用同样规格的器件，即3300V/1000A的IGBT及二极管，可满足输入电压1.5kV、输出电压1500A的需求。此时主DC/DC变换电路的输出电流i_main的纹波大小ΔI_main同样可按式(2)计算，在同样参数下可得：

通过对纹波补偿电路的控制，可使令纹波补偿电路输出与i_main中交流分量相位相反的电流i_comp，抵消i_main的电流波动，从而使最终输出电流i_o的纹波完全消除。根据期刊文献A Low-cost Multi-phase 3A Buck Converter With Improved Ripple Cancellationfor Wide Supply Range，(Hafeez K T,Dutta A,Singh S G,et al.2016IEEEInternational Symposium on Circuits and Systems(ISCAS),2016:1618-1621)，该方案根据各主DC/DC电路开关信号确定纹波补偿电路的开关信号，但只给出了主DC/DC电路含2个Buck电路情况下的具体生成方法。该方案相比于现有技术方案一增加一个纹波补偿支路，这一纹波补偿支路所用的IGBT半桥仍需耐受1.5kV的高压，需采用额定电压3300V的器件，经查阅英飞凌IGBT半桥模块产品，现可正常出货的3300V半桥模块中，额定电流普遍较高，最小为450A，其单价约1470美元；而且由于主DC/DC输出电流i_main一个开关周期T_s内脉动3次，纹波补偿电路的开关频率应当是主DC/DC电路的3倍，开关周期为T_s/3，这意味着纹波补偿电路所用IGBT开关频率需达到3kHz。

另一方面，根据纹波补偿电路电感的伏秒平衡方程，且考虑到纹波补偿电路上管开通时间应为i_main下降时间，容易得到：

u_cc+u_o＝(1-ND+floor(ND))u_in (4)

其中，u_cc、u_o分别表示隔直电容电压和输出电压。据此可求出纹波补偿电流i_comp的峰峰值ΔI_comp为：

若要求完全补偿纹波，则须令ΔI_comp＝ΔI_main，根据式(3)和式(5)，显然要求L_c＝L，即补偿电路的电感必须等于主DC/DC电路的滤波电感。

综上，采用现有技术方案二可以完全消除谐波，满足要求。该方案在N＝3的现有技术方案一基础上，只增加了一个小功率的纹波补偿电路；相比N＝4的现有技术方案一，其器件成本、电感大小显然有所减小。因此该方案优于现有技术方案一。

本发明第一实施例在上述应用场景下的实施方式如图9a所示。其主DC/DC电路和纹波补偿电路的拓扑与现有技术方案二一致，区别在于：本发明第一实施例中纹波补偿电路的输入电压并不是由1.5kV直流母线提供，而是由一个隔离型DC/DC电路构成的补能电路提供。该隔离型DC/DC电路采用双有源桥电路，其输入端连接在纹波补偿电路隔直电容的两侧，通过对该隔离DC/DC电路实施输出电压闭环控制，可将纹波补偿电路的输入电压控制在u_in1＝u_in/5＝300V，其具体控制流程如图7所示。

图9a中，主DC/DC变换电路采用与现有技术方案二相同的器件及参数，同样采用载波移相控制，其输出电流纹波大小与现有技术方案二相同。在纹波补偿电路的控制方面，仍然在i_main下降时开通纹波补偿电路的上管，关断上管；在i_main上升时关断纹波补偿电路的上管，开通下管。但具体的控制方法与现有技术方案二的区别在于，现有技术方案二仅根据各主DC/DC变换电路的开关状态决定纹波电路的开关状态，且未给出主DC/DC变换电路含3个以上Buck支路时的具体实现方法，且未考虑输入电压、输出电压对主DC/DC电路输出电流变化率的影响。本发明综合考虑了各主DC/DC变换电路开关状态、输入电压、输出电压的影响，给出了i_main变化率的估计式：

若di_main/dt>0，纹波补偿电路下管开通，上管关断；若di_main/dt≤0，纹波补偿电路下管开通，上管关断。该控制方法适用于N等于任意数值的情况，且考虑到了输入电压、输出电压波动的影响。

在图9a中，根据纹波补偿电路电感的伏秒平衡方程，且考虑到纹波补偿电路上管开通时间应为i_main下降时间，容易得到：

u_cc+u_o＝(1-ND+floor(ND))u_in1 (7)

可计算得到i_comp的纹波峰峰值ΔI_comp为：

若要求完全补偿纹波，则须令ΔI_comp＝ΔI_main，根据式(6)和式(8)，显然要求L_c＝(u_in1/u_in)L＝(1/5)L，即补偿电路的电感只须等于主DC/DC电路的滤波电感1/5；此外，根据式(3)，容易得到u_cc＝-340V。因此，本发明方案第一实施例中，补能电路的输入电压，即隔直电容电压为340V；补能电路的输出电压，即纹波补偿电路的输入电压为300V。所以，补能电路和纹波补偿电路的开关器件无需承受1.5kV电压，可采用额定电压较低的器件，如650V/300A的半桥模块，其单价约130美元；补能电路和纹波补偿电路的IGBT总成本约为650美元，仅为现有技术方案二的一半。

可见，本发明第一实施例和现有技术方案二一样，都可完全消除输出电流纹波。本发明第一实施例虽然比现有技术方案二采用了更多的器件，但均无需承受1.5kV高电压，因此可采用便宜的低压器件；本发明第一实施例纹波补偿电路的电感值仅为现有技术方案二的1/5，进一步降低了成本、体积和重量；本发明第一实施例的补能电路易于实现高频化，因此体积增加并不大；电压等级的降低，也使得开关损耗大大降低；而且该补能电路可采用软开关技术，损耗并不高。因此，在总体上本发明的成本、体积、重量、损耗都将优于现有技术方案二。

本发明第二实施例在上述应用场景下的实施方式如图9b所示。其主DC/DC电路和纹波补偿电路的拓扑与本发明第一实施例一致，区别在于：本发明第二实施例中纹波补偿电路的输入电压由一个不含半导体开关器件的无源分压电路构成的补能电路提供。该无源分压电路采用电阻、电容分压网络，其输入端连接在1.5kV直流母线。在图9b中，无源分压网络参数为：R1＝4kΩ，R2＝1kΩ，C2＝400μF。通过电阻分压作用，可将纹波补偿电路的输入电压稳定在u_in1＝u_in/5＝300V。

图9b中，主DC/DC变换电路、纹波补偿电路均采用与本发明实施例一方案相同的器件、参数及控制方法。根据前述分析，本发明第二实施例与本发明第一实施例一样，都可完全消除输出电流纹波，且纹波补偿电路半导体器件均无需承受1.5kV高电压，纹波补偿电路的电感值均只有现有技术方案二的1/5。本发明第二实施例的补能电路虽然输入接在1.5kV直流母线，但不采用任何半导体功率器件，分压电阻造价较低。因此本发明第二实施例的造价比本发明第一实施例更低，不过本发明第二实施例的分压电阻需要消耗一定功率。

综上所述，本发明的两种实施方式，由于避免了纹波补偿电路采用高压半导体器件并减少了滤波电感大小，在成本、体积等方面比现有技术方案更具优势。

本发明提供的复合型交错并联直流变换电路，相比于传统无补偿支路的交错并联式DC/DC变换器，在同样的输出电流纹波指标下，可采用较少的交错并联DC-DC单元，理论上可完全消除输出电流纹波，因而可减小滤波电感的感值，适用于对电流纹波要求极高的场合；可降低交错并联DC/DC电路的开关频率，从而可采用具有较高功率等级、通态损耗较小但开关损耗较高的低频开关器件构成主DC/DC电路，采用具有较低功率等级、开关损耗较小但通态损耗较高的高频开关器件构成纹波补偿电路，发挥不同器件的优势，在同等性能下实现损耗、成本的优化；由于主DC/DC电路数量减少，控制和采样系统均可得到较大简化，减少了传感器数量，节约了控制算法运算时间，降低了成本和实现难度。此外，相比于传统有补偿支路的交错并联式DC/DC变换器，本发明的纹波补偿电路不必采用高耐压能力的高价开关器件，节约了成本；纹波补偿电路耐压降低，使得开关损耗减小，提升了装置效率；在合理设计的情况下，纹波补偿电路输入电压的减小可减小其滤波电感电压峰峰值，从而可降低所需感值大小，减小装置体积。

以上所述的实施例仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。