具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

如图3，本实施例的宽带程控移相电路主要由移相网络电路与基于可编程衰减器的可控低通滤波器两部分组成。

移相网络电路采用0～180°滞后移相网络，其中滞后网络中包含一个一阶低通滤波器，电路原理图参见图1。本实施例在滞后网络的参数选取中，电阻取值 R9，R10为330Ω，输入和输出端留下50Ω电阻匹配的保留设计。

移相网络输入时用一个电压跟随器来进行阻抗变换，使整个电路的输入阻抗为高阻。输入信号经过初级运算放大器后分成两路，一路通过可控低通滤波器进入第二级运算放大器的同相输入端，另一路通过一个分压电阻接入第二级运算放大器的反相输入端，第二级运算放大器的输出端和反相输入端之间接有第一反馈电阻，阻值与第二级运放反相输入端的输入电阻相同。

输入信号通过滞后网络后，根据频率的不同，会产生一定的衰减与相移。另一路进入运放反相端的信号，获得的反相增益为1(反馈电阻和反相输入端的电阻值相等)，并且产生一阶RC滞后网络两倍的相移。由于一阶RC滞后网络的相移为0到90度，因此该移相网络的相移理论最大值可为180度。对该移相网络的传递函数推导如下：

一阶RC滞后网络传递函数，如式(1)：

因此，该移相网络的传递函数可表示为：

式(2)中，R表示移相网络中的电阻阻值。

将jω代入s，可求出移相网络的幅频响应与相频响应，对传递函数求模，可知输出信号和输入信号的幅度相同。

|V_out|＝|V_in| (3)

因此，移相网络可以产生的相位变化范围为0到180°。

本实施例中，基于可编程衰减器的可控低通滤波器是一阶低通滤波器，其作为前述0-180°移相网络中的滤波器，其性能等效为普通的一阶RC无源低通滤波器。对于固定的RC取值，其对不同频率的输入信号产生的相移不同。因此需要调整RC数值，使得不同频率的输入信号获得相同的相移。本实施例中，基于可编程衰减器的可控低通滤波器其作用就是等效为对RC元件数值的自动控制。

如图2，本实施例的基于可编程衰减器的可控低通滤波器由有源RC滤波器、可控增益单元以及两个反相放大器三部分构成。

其中有源RC滤波器采用电阻电容反馈的积分结构。当可控增益单元的增益为1时，可认为可控增益单元短路。此时有源RC滤波器的输入通过一个电阻接入运算放大器反相端，运算放大器的同向端接地，运放的反相端通过并联一个电阻和一个电容与输出端连接，构成反馈，其中电阻取值和反相输入端接入电阻相同。当输入信号频率较低时，电容相当于开路，此时的电路就等效成一个反相放大器；当输入信号频率升高时，电容阻抗减小，则将减小反相放大器的放大倍数，同时引入相移，实现了低通滤波的效果。

本实施例的可控增益单元通过控制增益改变运放反相输入端的反馈电阻中的电流。由于反馈电阻一端接入运放的反相输入端，运放的同向输入端接地，因此电阻的一端相当于接地(运放在反馈状态下，可认为同相端和反向端电压相同)。当可控增益单元增益提高时，将线性地调整反馈电阻两端的电压，从而线性地增大通过反馈电阻的电流，提高了对电容充电的速度，从而使得当前输入频率的信号更容易通过可控低通滤波器电路单元，同时信号产生的相移会变小，起到提高可控低通滤波器截止频率的作用。反之当可控增益单元增益减小时，同样起到降低可控低通滤波器截止频率的作用，因此实现了对可控低通滤波器截止频率的控制。这样的电路结构和参数设计等效为在低通滤波器的传递函数中改变电阻电容的时间常数。当输入信号幅度超过可控增益单元达到最大增益A_max所允许的输入最大幅度时，可控增益单元的第一级为可编程衰减器，第二级为固定增益放大器的级联形式；当输入信号的电压小于50mV时，可控增益单元的第一级为固定增益放大器，第二级为可编程衰减器的级联形式。

一阶低通滤波器的传递函数由式(5)表示：

在传递函数表达式中，固定的RC时间常数与可控增益单元的放大倍数A直接相除，此时一阶低通滤波器的截止频率可以表示为：因此可控增益单元的增益越大，对应的低通滤波器的截止频率也越高。

根据以上的原理推导，调整可控增益单元的放大倍数A等效于实现对RC时间常数的自动控制，因此实现了对一阶低通滤波器截止频率的控制，实现了程控的低通滤波器。

本实施例中，可控增益单元采用可编程衰减器和固定增益放大器级联的方案实现。在当前已广泛使用的程控移相器电路中，可控增益单元通常是用压控增益放大器来实现，例如使用芯片VCA810构成压控增益放大器，可实现-40dB到 +40dB的增益控制范围。但使用压控增益放大器时需要用一个DAC来产生直流控制电压去调整压控放大器的增益，增加了电路的复杂性。

本实施例中使用可编程衰减器与固定增益放大器级联的方案来代替压控增益放大器，可编程衰减器使用芯片PE4302，该衰减器是高线性度，6位数字射频步进衰减器；最大衰减范围31.5dB；衰减调整精度为0.5dB，工作频率范围从 DC–4000MHz；最大输入射频信号功率为24dBm，在50欧姆输入时，输入信号的峰峰值最大可达9V。同时支持串并行数据接口编程控制衰减量，可以使用最普通的单片机来直接控制芯片的衰减值。

如图3，本实施例提供了本发明宽带程控移相电路的仿真电路图，其中电阻 R1、R2、R3、R6取值均为330Ω，电阻R4，R5取值为33Ω，电容C2取值为 470pF，电阻R9、R8取值为1KΩ和100Ω，电阻P1表示滑动变阻器。在电路仿真时调整滑动变阻器抽头的位置可以改变运放U5构成的单级放大器的电压增益，用来等效可控衰减器电路的功能。电阻R7为输出端的隔离电阻，仿真时可取0Ω。

仿真波形如下文中的图4所示，横坐标为输入信号频率，纵坐标为程控移相器电路的输出相对于输入的移相值。从仿真波形图中可以看出，当输入信号频率从300kHz到6MHz范围内均可以实现精确的90°移相。

实际制作并测试的基于可编程衰减器的宽带程控移相器电路原理参见图5，两级可编程衰减器PE4302串联接在固定增益为10倍的放大器之前，单极的最大衰减量为31.5dB，级联后的最大衰减量可达63dB，衰减量的调节精度为0.5dB。

图5中的主要电路参数设置描述如下：电阻R3、R4取值为33Ω，电容C1 取值为100pF，电阻R5、R6取值为9kΩ与1kΩ，U3运放单级构成固定10倍增益的放大器。

本发明中设计的基于可编程衰减器的宽带程控移相器经实测，当电阻R4取值为3.3KΩ，电容C2取值为10nF时，移相器可以实现单频正弦波精准90度移相的工作频率范围为500Hz到5KHz；当电阻R4取值为33Ω，电容C2取值为100pF时，实现精准90度移相的工作频率范围为500KHz到5MHz。程控移相电路可以在十倍频程的频率范围内实现单频正弦波的精准90度移相，或受控的 0-360°范围内移相。在可控增益单元中如果使用2片PE4302衰减器芯片级联，总的衰减量为0到63dB，步进精度为0.5dB，总共有128个步进值，级联固定增益放大器后，可控增益单元可以实现128个不同的增益值。经实测此时移相器的移相精度平均为1°，移相精度根据移相值的不同略有变化，最好时约为0.5°(在移相度数范围的中央)，最差时达到约1.5°(在移相度数范围的边缘)。

基于可编程衰减器的宽带程控移相器电路的几个实测输入输出波形如下文中的图6-9所示。在图6中，输入信号的频率为500kHz，幅度为200mVpp，此时将可控衰减器的衰减值设置为最小，获得的输出信号幅度几乎不变，输出信号的相移值约为177°。在图7中，输入信号的参数不变，此时将衰减值设置为最大，输出信号幅度几乎不变，输出信号的相移值约为274°。在图8中，输入信号的频率为5MHz，幅度为200mVpp，此时将可控衰减器的衰减值设置为最小，输出信号的幅度几乎不变，输出信号的相移值约为356°。在图9中，输入信号的参数不变，当衰减值设置为最大时，输出信号幅度几乎不变，输出信号的相移值约为230°。

以上所述仅是本专利的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下还可以作出若干改进，这些改进也应视为本发明专利的保护范围。