具体实施方式

下面将结合本发明实施方式，对本发明实施方式中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施方式仅仅是本发明一部分实施方式，而不是全部的实施方式。基于本发明中的实施方式，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施方式，都属于本发明保护的范围。

实施例1

由于换能器工作状态分为串联等效和并联等效，即分别工作在串联和并联谐振角频率，且此时均对应于电容与电阻的串联，因此电路中存在电容的容抗，会导致阻抗不匹配。由于换能器与金属介质之间的阻抗不匹配，此时，发射换能器发出的超声波不能完全传播进入介质中，只有部分入射能量耦合进入传输介质，剩余能量反射回发送超声换能器。当超声在传输到金属介质与接受换能器表面时，一部分信号进入接受换能器，另一部分信号反射回传输介质中。同时，反射回介质中的信号又会在发送端发生反射回到接收端，这就产生了后续一系列回波信号。为了消除因换能器与变电站密封柜体之间阻抗不匹配导致的回波信号，如图1所示，本实施例提供用于变电站密封柜体的超声波数据传输系统，其包括超声电源、发射阻抗匹配电路、接收阻抗匹配电路、控制器、发射换能器、接收换能器、电压电流检测电路和相位差检测电路。

超声电源，用于提供与发射换能器谐振频率一致的高频交流电压。可采用现有技术实现，在此不再累述。

发射换能器和接收换能器均采用压电换能器。发射换能器安装在变电站密封柜体的外侧，接收换能器安装在密封柜体内侧正对发射换能器的位置。只有当实际的负载等于压电换能器的最佳输出阻抗时，压电换能器才能工作于最佳状态，并向负载输出最大的电功率。在大部分情况下，由于实际的压电超声换能器的电阻抗无法达到最佳负载阻抗，因此为了保证电路的最大输出，必须利用匹配电路来实现阻抗变化的目的。传统采用静态阻抗匹配，使得超声电源在谐振频率漂移时无法及时调整匹配网络参数，从而带来效率降低、换能器停震等不良后果。因此，为了解决该问题，本实施例对压电换能器的阻抗进行在线监测，控制器计算出所需要的匹配电感的值，动态调整匹配电感的大小，使换能器工作在谐振状态。

发射阻抗匹配电路，通过动态调节电路中感性元件参数以补偿发射换能器的容性阻抗。优选的，本实施例中，发射阻抗匹配电路包括第一PWM控制电抗器、电容C1和电阻R1；超声电源输出频率与发射换能器谐振频率一致的高频交流电压至第一PWM控制电抗器的输入端，第一PWM控制电抗器的控制端与控制器的PWM口电性连接，第一PWM控制电抗器的输出端分别与电容C1的一端、电阻R1的一端以及发射换能器的电压端电性连接，电容C1的另一端、电阻R1的另一端均接地。其中，控制器控制第一PWM控制电抗器动态调节其容值；第一PWM控制电抗器、电容C1和电阻R1组成了并联谐振电路，实现阻抗变化。

压电换能器的阻抗特性会不断发生变化，因而不能像静态匹配一样用阻抗分析仪进行离线监测来获取换能器的阻抗参数，而是需要对压电换能器的阻抗进行在线监测，同时通过控制器计算出所需要的匹配电感的值，方便进行动态调整。为了实现电感值动态调节，就必须获知压电换能器的阻抗模和阻抗角，其中，阻抗模可以通过检测电流电压信号的有效值来实现，阻抗角可以通过检测电压和电流信号之间的相位差来实现。在获得了电流电压信号的有效值以及电压和电流信号之间的相位差后可以根据阻抗计算公式得到阻抗模阻抗Z的虚部X之后，即可根据串联谐振条件X＝2πfL，f为谐振频率，求得所需匹配电感L的值，从而实现动态调整匹配电感的目的。其中，阻抗计算公式为：式中，Z为阻抗；R为电阻R1的阻值；X为阻抗Z的虚部；j为虚数单位；为阻抗角；为电压有效值；为电流有效值。因此，本实施例中，设置电压电流检测电路检测电压信号和电流信号，设置相位差检测电路检测电压和电流信号之间的相位差。其中，电压电流检测电路可采用现有技术实现，在此不再累述；本实施例中，电压电流检测电路的输入端与发射换能器的电压端电性连接，电压电流检测电路的电压输出端分别与控制器的I/O口以及相位差检测电路的第一输入端电性连接，电压电流检测电路的电流输出端分别与控制器的I/O口以及相位差检测电路的第二输入端电性连接，相位差检测电路的输出端与控制器的PWM输入口电性连接。

进一步优选的，由于电压电流检测电路输出的模拟量电压信号较小，为了保证测量的精度，本实施例设置了第一运算放大器对电压电流检测电路输出的模拟量电压信号进行放大处理；本实施例并不限制第一运算放大器的结构；进一步优选的，由于检测过程中会引入各种干扰和噪声，因此，本实施例中设置了带通滤波器用以去除干扰信号；优选的，带通滤波器的上限截止频率为35KHz，下限截止频率为16KHz。本实施例中，电压电流检测电路的电压输出端和电流输出端分别通过依次串联的第一运算放大器和带通滤波器与相位差检测电路的第一输入端及其第二输入端一一对应电性连接。

进一步优选的，传统的相位差检测电路一般采用锁相环来实现相位差检测，存在锁相元件的参数精度不高、元件的老化以及温度漂移等原因造成误差，导致检测精度低的问题。因此，为了解决该问题，本实施例中，相位差检测电路采用纯数字逻辑器件实现，避免了由传统模拟锁相元件的参数精度不高、元件的老化以及温度漂移等带来的误差问题。优选的，相位差检测电路包括第一比较器、第二比较器、D触发器和异或门；其中，电压电流检测电路的电压输出端与第一比较器的输入端电性连接，第一比较器的输出端分别与D触发器的D端以及异或门的第一输入端电性连接；电压电流检测电路的电流输出端与第二比较器的输入端电性连接，第二比较器的输出端分别与D触发器的CLK端以及异或门的第二输入端电性连接；所述D触发器的Q端与控制器的GPIO口电性连接；异或门的输出端与PWM输入口电性连接。其中，放大后的电压信号和电流信号分别输入至第一比较器和第二比较器，并与一基准电压进行比较，获得两路方波信号U1和I1，并将方波信号U1和I1分别输入至D触发器，D触发器的状态电平Q的高低即可判断当前电压电流相位超前和滞后的关系；同时，两路方波信号U1和I1还输入至异或门进行异或处理，得到的脉宽信号能够反映电流电压的相位差的具体信息。具体判断方法如下：发射换能器处于谐振状态时，电流信号I1和电压信号U1同相位，异或门输出为低电平，D触发器输出状态不确定；发射换换能器失谐时，电压相位超前电流相位，异或门和D触发器均输出高电平。

发射阻抗匹配电路，通过动态调节电路中感性元件参数以补偿接收换能器的容性阻抗。由于接收换能器的输出阻抗在1KΩ附近，但是后级负载电路的阻抗值一般为几十欧姆左右，接收换能器以及后级负载电路的阻抗相差较大，阻抗失配，导致大量无功功率被损耗，因此，为了解决上述问题，本实施例中设置发射阻抗匹配电路，提升电路的能量传输效率。优选的，发接收阻抗匹配电路包括第二PWM控制电抗器和电容C2；接收换能器的电压端与第二PWM控制电抗器的输入端，第二PWM控制电抗器的控制端与控制器的PWM口电性连接，第二PWM控制电抗器的输出端分别与电容C2的一端以及控制器的I/O口电性连接，电容C2的另一端接地。其中，第二PWM控制电抗器和电容C2组成了L型匹配电路，实现阻抗变化。

进一步优选的，为了对接收换能器输出信号进行解调，本实施例中，还设置了第二运算放大器、检波电路、低通滤波器和判决电路；第二PWM控制电抗器的输出端通过依次串联的第二运算放大器、检波电路、低通滤波器和判决电路与控制器的I/O口电性连接。其中，第二运算放大器对接收换能器输出信号进行放大；检波电路实现解调功能；低通滤波器滤波解调信号中的高频干扰信号；判决电路用于生成方波信号。

本实施例的工作原理为：超声电源输出频率与发射换能器谐振频率一致的高频交流电压至发射阻抗匹配电路，经过调谐后，将该信号输出至发射换能器，同时电压电流检测电路检测发射换能器两端电压以及流过的电流大小，检测的电压信号和电流信号依次经过第一运算放大器放大处理以及带通滤波器滤波处理后输出分成两路，其中，一路输出至控制器的I/O口，由控制器检测电流电压信号的有效值，并基于阻抗计算公式获知发射换能器的阻抗模，基于串联谐振条件获知所需匹配电感的值；另一路输出至相位差检测电路，相位差检测电路检测电压电流信号之间的相位差，并将相位差传输至控制器，由控制器基于阻抗计算公式获知发射换能器的阻抗角；控制器基于所需匹配电感值调整第一PWM控制电抗器的电感值，使其达到所需匹配电感值；控制器基于第一PWM控制电抗器与第二PWM控制电抗器之间电感值匹配关系调整第二PWM控制电抗器的电感值，使其满足匹配关系；接收换能器输出信号依次经过第二运算放大器放大处理，检波电路解调处理，低通滤波器滤波处理，以及判决电路比较处理后输出至控制器。

本实施例的有益效果为：通过设置发射阻抗匹配电路和接收阻抗匹配电路，可以消除由于换能器与变电站密封柜体之间阻抗不匹配导致的回波信号；

通过在发射阻抗匹配电路和接收阻抗匹配电路中分别设置电感值可调的第一PWM控制电抗器和第二PWM控制电抗器，可以动态调节电路中感性元件参数以补偿换能器的容性阻抗；

通过设置电压电流检测电路和相位差检测电路，实现发射换能器输出阻抗的闭环检测，可以根据检测结果动态调节第一PWM控制电抗器和第二PWM控制电抗器的电感值，实现匹配电感动态调整的目的。

实施例2

在实施例1的基础上，本实施例提供一种用于变电站密封柜体的超声波数据传输方法，其特征在于：包括以下步骤：

S1、搭建如实施例1的超声波数据传输系统；

S2、超声电源输出频率与发射换能器谐振频率一致的高频交流电压，该高频交流电压信号经过发射阻抗匹配电路进行阻抗匹配后输出至发射换能器的电压端，发射换能器工作在串联谐振状态下；

S3、电压电流检测电路检测发射换能器工作时两端电压以及流过的电流值，并将检测的电压值和电流值分成两路，一路输出至控制器的I/O口，由控制器检测电流电压信号的有效值，并基于阻抗计算公式获知发射换能器的阻抗模，基于串联谐振条件获知所需匹配电感的值；另一路输出至相位差检测电路，相位差检测电路检测电压电流信号之间的相位差，并将相位差传输至控制器，由控制器基于阻抗计算公式获知发射换能器的阻抗角；

优选的，阻抗计算公式为：式中，Z为阻抗；R为电阻R1的阻值；X为阻抗Z的虚部；j为虚数单位；为阻抗角；为电压有效值；为电流有效值。

串联谐振条件为：X＝2πfL；式中，X为阻抗Z的虚部；f为谐振频率；L为谐振所需的电感值。

S4、控制器基于所需匹配电感值调整第一PWM控制电抗器的电感值，使其达到所需匹配电感值；控制器基于第一PWM控制电抗器与第二PWM控制电抗器之间电感值匹配关系调整第二PWM控制电抗器的电感值，使其满足匹配关系。

以上所述仅为本发明的较佳实施方式而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。