阅读说明：本技术 放大器 (Amplifier with a high-frequency amplifier ) 是由 M·J·古德里 于 2019-09-10 设计创作，主要内容包括：本公开涉及放大器。仪表放大器包括一对输入放大器,每个输入放大器包括输入晶体管和被配置为放大和反馈来自输入晶体管的误差电流的反馈电流放大器。该布置可以实现电流有效的解决方案,其中放大器可以在接近或可能低于地的非常低的输入信号下操作,而不需要负电源极电压。(The present disclosure relates to amplifiers. The instrumentation amplifier includes a pair of input amplifiers, each input amplifier including an input transistor and a feedback current amplifier configured to amplify and feedback an error current from the input transistor. This arrangement may enable a current efficient solution in which the amplifier may operate at very low input signals close to or possibly below ground, without the need for a negative supply voltage.)

放大器

要求优先权

本申请要求Michael J.Guidry于2018年9月10日提交的、题为“放 大器”的美国临时申请序列号62/729,187的优先权，其全部内容通过引用 结合于此。

背景技术

除了用于监控应用的许多分计量设备之外，每年还在全球部署数百万 公用电表用于计算用于计费的房屋的能耗。这些设备通常在部署之前在工 厂进行校准，然后在其部署寿命期间连续测量电力消耗，而不会中断测量 行为。每年移除这些仪表的一定百分比，在实验室中重新测试其准确性， 估计现场较大人口的准确度分布，以确定是否需要完全移除人口，但每个 单独的仪表的准确度更大未知，每年更换数百万个完全精确的仪表，而在实际情况下，不准确的仪表可以在现场运行。

公用仪表精度监测系统可以实施为公用设施仪表的一部分，以帮助确 定和监测仪表的精度。这些系统通常包括许多不同的电子电路/模块，包括 一个或多个仪表放大器，用于在测量信号之前放大信号。

发明内容

本公开涉及一种仪器反馈放大器。仪器反馈放大器包括一对输入放大 器，均包括输入晶体管和被配置为放大和反馈来自输入晶体管的误差电流 的反馈电流放大器。该布置可以实现电流有效的解决方案，其中放大器可 以在接近或可能低于地的非常低的输入信号下操作，而不需要负电源极电 压。

虽然在公用事业仪表精度监测的背景下描述了仪表反馈放大器，但是 应当理解，这仅仅是仪表反馈放大器的一个示例用途。它可以替代地用于 需要放大的任何其他环境或系统中。

在本公开的第一方面，提供仪表放大器，包括第一级，被配置为基于 差分输入生成放大的差分输出，所述第一级包括：第一放大器，包括：第 一MOS晶体管，其中所述第一MOS晶体管的栅极耦合到所述差分输入的 第一输入，和第一电流放大器，将所述第一MOS晶体管的漏极耦合到所 述差分输出的第一输出；第二放大器，包括：第二MOS晶体管，其中所述第二MOS晶体管的栅极耦合到所述差分输入的第二输入，和第二电流 放大器，将所述第二MOS晶体管的漏极耦合到所述差分输出的第二输出； 和电阻网络，包括：第一反馈电阻器，将第一输出耦合到所述第一MOS 晶体管的源极；和第二反馈电阻器，将第二输出耦合到所述第二MOS晶 体管的源极。

所述电阻网络还可包括连接电阻器，将所述第一MOS晶体管的源极 耦合到所述第二MOS晶体管的源极。

所述第一放大器还可包括第一电压移位装置，被配置为将所述第一 MOS晶体管的体电压升高到所述第一MOS晶体管的源极电压以上；和所 述第二放大器还可包括第二电压移位装置，被配置为将所述第二MOS晶 体管的体电压升高到所述第二MOS晶体管的源极电压以上。

所述第一电压移位装置可包括第一二极管，并且所述第二电压移位装 置可包括第二二极管

所述第一放大器还可包括耦合在所述第一MOS晶体管的漏极和所述 第一电流放大器的输入之间的第一共源共栅器件，并且所述第二放大器还 可包括耦合在所述第二MOS晶体管的漏极和所述第二电流放大器的输入 之间的第二共源共栅器件。

第一共源共栅器件可包括栅极耦合到所述第一输入的MOS晶体管， 并且所述第二共源共栅器件可包括栅极耦合到所述第二输入的其他MOS 晶体管。

第一MOS晶体管可以是PMOS晶体管，并且所述第二MOS晶体管 可以是PMOS晶体管。允许输入电压范围的下端可低于仪表放大器第一级 的最低电压。

第一MOS晶体管可以是NMOS晶体管，并且所述第二MOS晶体管 可以是NMOS晶体管。允许输入电压范围的顶端可高于仪表放大器第一级 的最高电压。

在本公开的部分方面，提供仪表放大器，包括：差分输入；差分输出； 第一放大器，包括：第一MOS晶体管，其中所述第一MOS晶体管的栅极 端子耦合到所述差分输入的第一输入，和第一反馈电流放大器，将所述第 一MOS晶体管的漏极端子耦合到所述第一MOS晶体管的源极端子和所述 差分输出的第一输出；第二放大器，包括：第二MOS晶体管，其中所述 第二MOS晶体管的栅极端子耦合到所述差分输入的第二输入，和第二电 流反馈放大器，将所述第二MOS晶体管的漏极端子耦合到所述第二MOS 晶体管的源极端子和所述差分输出的第二输出。

仪表放大器还可包括：电阻网络，包括：第一反馈电阻器，将所述第 一电流反馈放大器的输出耦合到所述第一MOS晶体管的源极端子；和第 二反馈电阻器，耦合所述第二电流反馈放大器的输出以输出到所述第二 MOS晶体管的源极端子。

电阻网络还可包括：连接电阻器，将所述第一MOS晶体管的源极端 子耦合到所述第二MOS晶体管的源极端子。

所述第一放大器还可包括第一电压漂移装置，被配置为将所述第一 MOS晶体管的体电压升高到所述第一MOS晶体管的源极电压以上；和所 述第二放大器还可包括第二电压漂移装置，被配置为将所述第二MOS晶 体管的体电压升高到高于所述第二MOS晶体管的源极电压。

第一电压漂移装置可包括第一二极管，并且所述第二电压漂移装置可 包括第二二极管。

所述第一放大器还可包括耦合在所述第一MOS晶体管的漏极端子和 所述第一电流放大器的输入之间的第一共源共栅器件，并且其中所述第二 放大器还可包括耦合在所述第二MOS晶体管的漏极端子和所述第二电流 放大器的输入之间的第二共源共栅器件。

所述第一共源器件可包括栅极端子耦合到所述差分输入的第一输入 的MOS晶体管，并且所述第二共源共栅器件可包括栅极端子耦合到第二 输入的其他MOS晶体管。

在本公开的第三方面，提供能量测量前端IC，包括用于耦合到电流传 感器以放大电流传感器信号的仪表放大器，该仪表放大器包括：第一放大 器，包括：第一MOS晶体管，其中所述第一MOS晶体管的栅极耦合到所 述差分输入的第一输入，和第一电流放大器，将所述第一MOS晶体管的 漏极耦合到所述差分输出的第一输出；第二放大器，包括：第二MOS晶体管，其中所述第二MOS晶体管的栅极耦合到所述差分输入的第二输入， 和第二电流放大器，将所述第二MOS晶体管的漏极耦合到所述差分输出 的第二输出；和电阻网络，包括：第一反馈电阻器，将第一输出耦合到所 述第一MOS晶体管的源极；第二反馈电阻器，将第二输出耦合到所述第 二MOS晶体管的源极；和连接电阻器，将所述第一MOS晶体管的源极耦 合到所述第二MOS晶体管的源极。

所述第一放大器还可包括第一电压漂移装置，被配置为将所述第一 MOS晶体管的体电压升高到所述第一MOS晶体管的源极电压以上；和所 述第二放大器还可包括第二电压漂移装置，被配置为将所述第二MOS晶 体管的体电压升高到高于所述第二MOS晶体管的源极电压。

所述第一放大器还可包括耦合在所述第一MOS晶体管的漏极和所述 第一电流放大器的输入之间的第一共源共栅器件，并且所述第二放大器还 可包括耦合在所述第二MOS晶体管的漏极和所述第二电流放大器的输入 之间的第二共源共栅器件。

附图说明

仅通过举例的方式，参考以下附图描述本发明。

图1示出了配置用于监控公用电表的准确度的示例系统。

图2示出了示例V-I转换器的示意图。

图3示出了示例性电流参考信号驱动电路的示意图。

图4展示根据本发明的一方面的电流反馈放大器的实例实施方案的示 意图。

图5示出了用于跟踪外部电阻分压比的示例电路的示意图。

图6显示了系统精度跟踪性能的图形表示。

图7显示了仪表放大器的示例表示。

图8示出了根据本发明的一个方面的仪表放大器的第一级的细节。

图9示出了根据本发明的另一方面的仪表放大器的第一级的细节。

具体实施方式

本公开特别涉及仪表放大器的第一级。仪表放大器的第一级通常包括 两个前端放大器，每个输入信号一个。发明人设计了这些前端放大器的实 现，其中每个放大器都有一个输入晶体管，用于接收前端放大器的输入信 号，还有一个电流放大器，用于放大来自输入晶体管的误差电流，并将其 反馈到前端放大器的输出端。借助于这种布置，输入晶体管可以用于前端 放大器的信号输入和反馈，从而减少晶体管的数量并改善仪表放大器的噪 声性能。

此外，发明人设计的布置使得输入晶体管能够实现为p型晶体管。因 此，前端放大器的输出可以在地面上方等于晶体管的电压阈值。结果，仪 表放大器可以用接近地或甚至低于地的输入信号操作，而不需要提供具有 负电压电源的输入缓冲器。因此，仪表放大器可以用于放大非常小或甚至 负的信号而不需要负电源，从而降低了仪表放大器的成本和复杂性。

该应用程序提供了一个完整的能量测量前端设备，其中包括传感器的 整个系统的集成背景精度监控(基于状态的监控CbM)。该设备可以在产 品的整个使用寿命期间持续监控能量测量功能的准确性，而不会中断测量 行为。它包括监控IC外部系统中的传感器(例如电流传感器)，这些传感 器通常是最大的误差源和精度漂移。

这种精度监测可以通过在正常电流和电压测量的行为期间通过测量 前端注入到传感器中来注入具有已知幅度、相位和频率特性的小信号来实 现，并且该信号的存在和测量用于确定全信号链的准确度，包括背景中传 感器的增益。

实现这项技术涉及三个主要挑战：第一，创建高度稳定和精确的参考 信号，包括电压和电流，并开发一种方法，以稳定和准确的方式将此参考 作为确定性信号传输到传感器中；第二，通过克服刺激，检测和精确测量来 自负载的参考刺激信号的大动态范围挑战，其中负载电流和电压可以是 100安培或100伏特，并且刺激信号可以是10mA和100mV(由于CMOS 和本地电源的实际信号电平)；第三，通过数字信号处理和信号相位和频率 的自动选择和调整，能够准确地刺激、提取和去除该信号。该应用描述了 在克服前两个挑战时开发的电路技术，并且仅解释第三个的高级要求，因 为它更多地与信号处理而不是电路相关。

图1示出了配置用于监控传感器(电流互感器(CT)110、分流电阻 器120和电压传感器130)和测量组件/模块的精度的系统100(例如，电 表的测量前端)。系统100可以实现为集成电路，或者以任何其他合适的 方式实现。在该实施方式中，前端设计成使用包括分压器R和r的电压传 感器130测量电压、使用分流电阻器120的相电流(具有电阻Rs)，以及使用CT130的中性返回电流，因为它通常是单相计量装置。相电流和电压 用于能量累积，而中性电流用于检测系统中的故障或损失电流或潜在的电 力损失。

系统100包括附接到各个传感器的参考信号刺激器。参考信号激励器 包括带隙电压参考140、电压到电流转换器150、电流DAC 160和电压DAC 170，并且与控制信号('1bitctrl'，从数字信号处理器DSP 190输出)一起 被配置为在正常电流和电压测量期间注入具有已知幅度、相位和频率特性 的小参考信号，然后可以用它来确定全信号测量链的准确度，包括背景中 传感器的增益。在所有传感器的情况下，参考信号通过与系统试图测量的负载信号完全相同的信号路径，并且参考信号与感兴趣的负载信号具有相 同类型的信号。在电流传感器110和120的情况下，参考信号是电流(I_s)， 并且在分压器的情况下，参考信号是电压(V_s)。

系统110还包括测量前端，其包括ADC 180、182和184(在该示例 中为所有sigma-deltaADC，但是可以使用任何其他合适类型的ADC)。当 查看测量前端的输入时，每个通道看到的信号是感兴趣的负载信号(I_load或V_load)和由系统100自身创建的参考信号(I_s或V_s)的组合，以学习传 感器的特性。然后由DSP 190在数字域中检测参考信号，并且在ADC数 据被转发用于系统中的主要计量功能之前使用来自信号链的参考信号去 除模块/块192、194和196来移除参考信号，信号a(I_load)、b(I_load)和c (V_load)被转发用于DSP 190或系统100中的其他地方的计量计算。

在该系统100中，负载电流I_load可以具有高达约100ARMS的满量程， 并且典型的线电压可以是大约230VRMS，而对于电流通道，刺激信号可 以例如是16mA，对于电压通道，刺激信号可以是100mV。在这种情况下， 可能需要将信号提取到约0.1％(电流为137dB，电压为106dB)。这些信 号之间巨大的动态范围差异将刺激信号置于测量电路的本底噪声中。该示 例中的刺激信号是具有可变频率和相位的双电平信号，由数字系统调节， 在高电平和低电平之间具有良好控制的转换。数字系统190可以根据线路 上的环境自动调整这些参数，这意味着刺激信号驱动器实际上是1位电流 输入和输出或电压输入和输出DAC。在产品的寿命期间，可能需要通过该 链保持信号的保真度和稳定性、带隙电压稳定性、V-to-I互阻抗稳定性以 及在产品的寿命期间驱动电路在驱动各种信号模式时获得稳定性。

图2示出了用于刺激信号以驱动电流传感器的信号链的示例细节。首 先，使用带隙140产生稳定的参考电压。该特定的带隙包括斩波的衬底PNP 带隙参考，并且添加额外的分接电压V_ref-n，但是可以替代地使用任何合适 类型的电压参考电路。然后使用V-to-I电路150将该电压转换为稳定的 15uA电流参考。虽然在本示例中表示了由本公开的发明人设计的特定 V-to-I电路150，但是V-to-I电路150不是本申请的主题，可以替代地使用 任何合适的V-to-I电路。最后，经由电流驱动器160将该电流调制并放大 到高达～30mA的刺激。技术人员可以理解的任何合适的电路可以用于实现 电流驱动器160。

图2中所示的示例带隙140包含曲率校正、斩波和滤波，并且在调整 (R_trim)电阻器上方具有两个输出，一个(V_ref)具有用于驱动ADC和电 压驱动器的平坦TC，一个(V_ref-n)具有匹配下一阶段使用的电容器的正 温度系数的小的负温度系数。可以替代地使用许多其他带隙拓扑。

简要地转向V-to-I转换器150的示例实现，由于在该系统100中可获 得稳定的外部晶体参考时钟，所以使用例如～2MHz的参考时钟通过电流I₁和I₂(S_1-IP，S_2-IP)来交替地对两个7pF金属-金属电容器C₁和C₂充电，然 后当相同的电流用于输出(S_1-OP，S_2-OP)时将它们放电(S_1-RST，S_2-RST)到 相反的相位。在充电和放电之间，每个电容器被转移(S_1-TR，S_2-TR)到积分器(C_INT)，这样就可以将电容器的最终电压与电容器完成时的最终电压 相差误差积分，而斩波折叠式共源共栅放大器的输入端则需要V_ref-n电压， 其输出驱动退化的NMOS跨导器，提供误差补偿(～20％)电流导致DAC (～80％)电流。DAC在制造时设置为接近积分器输出的最佳平衡点，因 此残余输入参考误差最小。与文献“Tracking switched-capacitorCMOS current reference”,G.Torelli and A.de la Plaza,IEE Proc.-CircuitsDevices Syst.,145卷,No.1,1998年2月，第44-47页中公开的电路相反，该环路确 保每个电容器连续向V_ref-n充电的平均电流(I₁/2+I₂/2)定义参考电流，乒 乓操作(即，第一电流I₁和第二电流I₂之间的交替切换)确保输出电流直 接来自用于为电池充电的相同电流源，并且不涉及任何镜像。这种选择可 以实现非常经济的稳定电流，而不需要用于超稳定电阻器或晶体管的高性 能工艺选项。既然由V到I电路150产生参考电流信号，则可以使用参考 信号驱动器160将该信号驱出到分流器120和CT 110中。

图3示出了电流参考信号驱动器电路的示例实现，其可以可选地用于 将参考电流转换为信号，执行与IDC 160类似的功能。然而，应当理解， 本公开的V-to-I转换系统150适用于任何其他目的。在这种情况下，输出 信号是双电平信号，频率范围为10Hz至1kHz，具有可调节的斜率。该电 路可以尝试提供可能的最大输出电流水平，同时消耗最少量的电力。由于 传感器的低阻抗，实际的功率输送需求非常小。输出级顺应性的合规性需 求可以通过传感器上的信号摆动(该信号摆动可以通过I_load移动正负)和 驱动器需要的裕量来设置，以稳定地放大和传递调制电流。因此，在此示 例中，部署了分离式电源拓扑，其中参考信号创建和前端驱动器采用1.8V 电源工作，但是使用电容电荷泵可以有效地产生较低的电源，以便在放大 后在驱动器的输出上提供更大的电流。驱动器是基于电阻定义的斩波运算 放大器电流复制器的电流倍增器，其通过连接到传感器的公共节点输出。 提供一个输入电阻，输入电流I_in产生一个高于输出电压的电压V_in，以及 一个放大器，驱动NMOS的控制端(栅极)，以确保输出电阻上的电压高 于公共电压输出的节点也是Vin。两个电阻的比率定义了电流倍增。例如， 要实现15uA输入的30mA峰值输出，需要非常大的比例约为2000：1。这 可以仔细建立，首先是16个支路到输出路径，每个支路并联64个单元电 阻，其次是输入上有8个串联单元电阻的4个并联支路，相当于2个单元 电阻但是均匀分布在整个阵列中，比率为2*16*64＝2048。输出的支路可以 关闭，为不同的应用提供不同的比率。

电流放大器的I_in是调制的非常稳定的I_ref和基座电流I_ped(～I_ref/16)的 组合，当I_ref被调制为零时，这可能是为了确保电流放大器的输入和输出运 行良好并具有一些mV和mAs。可以通过线性控制转换速率的转换速率控 制电路来实现调制，从而不会产生可能导致EMI问题的大di/dt。

对于电流测量路径(例如，ADC 180和ADC 182)，由于来自传感器 110和120的信号的幅度，小分流输入(通常约140μΩ)呈现最具挑战性 的信号路径，由参考电流信号与负载电流信号的相对大小以及共模抑制要 求引入的动态范围挑战。

图4示出了由发明人根据本公开的一个方面设计的低噪声高阻抗输入 可编程电流反馈仪表放大器175(LNA)的示例表示，其可以用于放大和 驱动ADC 182。虽然这里关于公用设施仪表精度监测系统100的特定实施 方式描述了该电流反馈放大器175，但是应当理解，它可以用在任何放大 环境中，特别是当放大器的输入偏置在地面附近时，因此，放大器必须处 理接近地或地下的信号，和/或需要单个可编程增益放大器来实现小信号的 高SNR。

第一级为每个放大器(A1和A2)提供一个不寻常的输入级，使它们 能够在地下工作，并利用单个PMOS器件作为输入(栅极)和反馈(源) 路径，从而为可以工作的噪声创建当前有效的解决方案，例如，在单个电 源上低于GND约150mV。开关电容器输入拓扑结构可用于应用的RF抗 扰度要求。输入设备MP_1/2可以在它们自己的井中，其通过MP_3/4偏置为源 上方的V_gs以增加输入设备的V_t以提供在地下工作的裕量，并且其还允许 共源共栅器件MP_5/6由与MP_1/2相同的控制端(栅极)电压驱动，同时允许 漏极电流折叠到推挽输出级(B)，向输出级提供电流，通过电阻网络 (R_p/R_x/R_n)反馈到输入级MP_1/2。MP_1-6的主体跟踪输入，反馈网络通过 输入级保持恒定电流，帮助THD并允许输出位于输入信号之上的升高的 V_t，而无需共模反馈(CMFB)电路。该示例中的放大器输出被斩波，并 且可以被过滤并缓冲(阶段2)到ADC。

从图7-9可以理解根据本公开的电流反馈放大器的更一般的原理和布 置，现在更详细地描述。

图7示出了传统仪表放大器700的示例表示，其包括第一级710和第 二级720。传统仪表放大器700的益处是高输入阻抗。然而，缺点包括需 要三个全放大器A1、A2和A3。这些全放大器中的每一个都需要差分对， 并且前两个放大器A1和A2中的每个晶体管中的电流对仪表放大器产生显 着的噪声。此外，为了使传统的仪表放大器工作在GND以下，需要输入缓冲器来驱动GND下方的反相端子及其输出，这需要负电源。提供负电 源会增加成本，需要额外的IC引脚并增加电路复杂性。上面参考图4描 述的本公开的仪表放大器，以及下面参考图8和9，已经由发明人设计以 解决这些缺点。

图8示出了根据本发明的仪表放大器175(级1)的第一级的细节， 特别是仪表放大器175(级1)的第一级的A1和A2的细节。第一放大器 A1包括第一输入inp到第一MOS晶体管810p的控制端(栅极)(在该实 施方式中，PMOS晶体管以便在GND下工作)。第一放大器A1包括电流 放大器820p，以放大第一MOS晶体管810p的漏极输出处的误差电流，以 便产生第一放大器A1的输出outn。输出outn经由第一反馈电阻器RF和 第一反馈输入inp_s反馈到第一MOS晶体管810p的源极。第一放大器A1 还可以包括耦合到第一MOS晶体管810p的源极的上拉电流源830p和耦 合到第一MOS晶体管810p的漏极的下拉电流源840p。可以使用任何合适的电流源电路来实现电流源830p和830n。类似地配置第二放大器A2，具 有第二输入inn、第二MOS晶体管810n、第二电流放大器820n、第二拉 电流源830n、第二下拉电流源840n和第二输出outp。输出outp经由第二 反馈电阻器RF和第二反馈输入inn_s反馈到第二MOS晶体管810n的源 极。第一反馈输入inp_s到第一MOS晶体管810p的源极和第二反馈输入 inn_s到第二MOS晶体管810n的源极经由连接电阻器RI(可以实现为单 个电阻器，或者作为两个或多个单独的电阻器)彼此耦合。仪表放大器175 (级1)的第一级的增益等于1+RF/RI。电阻网络可以包括另外的电阻器， 并且可以通过开关选择多个不同的增益配置。

通过以这种方式实现A1和A2，单个输入MOS晶体管810p可以用于 每个放大器A1的信号输入和反馈。此外，如果输入MOS晶体管810是 PMOS型，则当inp处于GND时，outn的输出电平高于GND一个等于第 一MOS晶体管810p的电压阈值的量。同样，当inn处于GND时，outp的输出电平高于GND一个等于第二MOS晶体管810n的电压阈值的量。 因此，仪表放大器可以在GND以下工作而不需要负电源。

仪表放大器175的第二级(第二级)可以以本领域技术人员熟知的任何 合适的方式实现，例如如图7所示。

图9示出了根据本公开另一方面的仪表放大器的第一级的一部分的实 施方式。该实现类似于图8的实现，但是包括根据本公开的放大器A1和 A2的一些可选附加特征。仅为了简单起见仅示出了A1，但是技术人员将 容易理解如何实现另一放大器A2以便实现根据本公开的仪表放大器。在 该实施方式中，PMOS二极管用作(对应于图4中所示的设备MP_3/4)电 压漂移装置910p，但是应当理解，在替代方案中，该器件可以以任何其他 合适的方式实现，例如使用任何其他配置的二极管，或者使用电阻器等。 该电压漂移装置910p的作用是用作“浮动电池”，将固定的体效应移位添 加到主输入PMOS 810p的阈值电压(其对应于图4中表示的装置MP_1/2)。 这甚至可以进一步提高输出端的输出，从而为inp中的低于GND电压提供 更大的余量。电压漂移装置910p有许多替代方案，包括串联二极管，以 将输入MOS晶体管810p的体电压移位到高于输入MOS晶体管810p的源 极。例如，可以替代地使用并联方法来产生体偏置，例如，开关电容器电 路可以在输入和主体之间对保持电容器进行电荷泵浦，使得其电压大于栅 极-源极电压以实现类似的效果。存在若干其他并联或串联电压漂移装置/ 电路技术以产生体偏置，其中电压漂移电路/器件的标准可以是它驱动输入 MOS器件810p的主体与输入MOS器件810p的源不同，但保持很大程度 上跟踪MOS器件810p控制端子(栅极)的输入，以便当控制端子的电压 (栅极电压)随输入信号移动时，它引起的体效应不会发生显着变化。

另一个附加或替代特征是在810p的漏极和电流放大器820p之间的共 源共栅晶体管920p(对应于图4中所示的设备MP_5/6)。共源共栅晶体管 920p跟踪输入inp以及主输入PMOS 810p，使得即使主输入MOS晶体管 810p的控制端子(栅极)低于GND，仪表放大器175也可以以恒定的Vt 和电流运行。这可以在这里所示的配置中通过将该共源共栅器件920p在其自己的主体中连接到其源，因此，它的Vt不具有输入MOS器件810p 具有的体效应，因为这意味着输入MOS器件810p的漏极和源极之间存在 电压差，使得它保持饱和。虽然图9中使用的级联晶体管920p是MOS晶 体管，但是应当理解，可以替代地使用任何其他合适类型的晶体管。

在图9所示的实现中，还有可选的斩波开关，包括在仪表放大器的第 一级的输入端的输入斩波开关930和反馈环路中的反馈斩波开关。技术人 员将理解如何实现斩波开关930和940以实现在仪表放大器的第一级的两 个半部之间斩波放大信号的功能，以校正两个半部之间的任何不匹配(例 如，两侧晶体管和/或两侧电流放大器性能不匹配)。如前所述，输入inp 可以低于地，因此输入斩波开关930可以配置为处理地下输入。可选的斩 波开关930和940的配置不是本公开的主题，因此为了简洁起见，这里不 再给出进一步的解释。

可以理解，当输入不低于GND时，本发明也可以用于，例如，如果 需要使用本发明来处理高于第一级175的电源的信号(级1)，可以“反转” 该配置并使用NMOS器件作为输入MOS器件810p和810n，并且对于每 个NMOS器件810p和810n，电流放大器820p和820n耦合到漏极，电流 源830p和830n来自耦合到源极的电源。

可选地，为了正确地跟踪能量测量系统100的精度，使用高比率(例 如1000:1)高阻抗分压器130测量100伏特的线路电源电压的电压通道也 需要监测。该监控电路的目的是在后台跟踪外部电阻分压比，而不会中断 测量行为。为此，可以通过分压器130的底端施加小电压信号V_s。由于超 级位置，该信号将被除以与来自顶部的电源电压完全相同的分压比，并且 如果以数字方式检测到此信号并将其删除，可用于估计分频比。

图5显示了这种配置和用于驱动分压器130底部的电路。驱动器从电 压参考V_ref获得两个电压V_refp和V_refn，并且在SIG信号的指令下，在2个 电平之间切换斩波器稳定的A类缓冲器。。为此特定示例选择了A类，以 确保GND中的恒定电流，以便最小化串扰机制。在上升沿的SIG信号的 控制下，通过S_RP对上拉电流(I_P)进行充电以控制转换速率，直到比较器 C_P触发目标V_refp时才通过S_HP切换电压，类似地，在SIG的下降沿，当比 较器C2触发并且S_HN切换到该状态时，切换下拉电流(I_n)以将驱动器转 换为V_refn电平。通过这种方式并且通过改变电流值，转换速率可以是恒定 的并且控制在200uS和2mS之间，并且从转换到信号稳定的切换对参考和 分频器的影响最小。图中未显示，放大器可能具有额外的低侧和高侧保护， 以处理线路上可能达到几千伏的浪涌事件。

包括信号处理和计量功能的完整设计可以在0.18u标准CMOS工艺中 制造，包括焊盘的管芯面积为11.8mm²(尽管可以使用其他合适的工艺和 管芯区域)。为了表征IC在监测和跟踪包括传感器的电流和电压通道的增 益时的性能，可以在完整的测量系统(电表)中集成硅以用于表征。为了 系统精度跟踪的性能，对这些电表的90个实例进行了测试，结果如图6 所示。对于每个仪表，IC的质量能够评估相电流，中性线电流和电压测量 的精度，并且IC能够检测到所有通道的测量精度优于0.1％。该测试在室 温下进行，具有不同的背景负载信号水平。另外，用于增益估计的参考刺 激信号随温度而变化，这也限制了系统估计测量路径精度的能力。图6还 显示了全电流刺激路径的temp-co。这里测量的temp-co由带隙temp-co支 配，并且发现电压刺激通道temp-co非常接近地匹配当前通道。典型电表 1级，要求电能计量精度大于1％。在这里，室内误差的组合，加上温度 超过-40℃至+85℃，显示出精确度大于0.5％的全能量精度监测。

本领域技术人员将容易理解，在不脱离本公开的范围的情况下，可以 对本公开的上述方面进行各种改变或修改。

虽然上述仪表放大器175(级1)的第一级包括电阻器反馈网络R1和 RF，或Rp、Rn和Rx，但是应当理解，这仅仅是仪表放大器175的第一级 (级1)的一个特定示例实现。本领域技术人员将容易理解，反馈网络/耦合 可以替代地以公知常识中充分理解的任何其他合适的方式实现。

本公开中使用的“耦合”术语包括组件的直接耦合以及组件的间接耦 合(即，两个组件与其间的一个或多个其他组件耦合)。例如，仪表放大 器175的第一级(级1)的主PMOS晶体管810p的漏极耦合到电流放大器 810p的输入。在图8中，它们是直接耦合的。在图9中，它们通过级联设 备920p彼此耦合。此外，它们可以通过任何其他附加或替代设备彼此耦合。