阅读说明：本技术 固定开关频率的CRM Flyback PFC变换器 (CRM Flyback PFC converter with fixed switching frequency ) 是由 倪萌 姚凯 张�浩 李乐颖 于 2018-09-13 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种固定开关频率的CRM Flyback PFC变换器。该变换器包括主功率电路和控制电路,控制电路包括辅助绕组整流电路、控制信号生成电路、分压跟随电路、分压放大电路、两个除法器、加法器和误差调节电路；其中辅助绕组整流电路的输出端接入控制信号生成电路,控制信号生成电路的输出端通过电阻与开关管的栅极相连接；分压跟随电路的输出端分别与两个除法器连接,分压放大电路的输出端与第一除法器、加法器连接、第二除法器顺次连接,第二除法器的输出端接入控制信号生成电路；误差调节电路采样输出电压,与参考电压进行比对,经光耦隔离送入控制信号生成电路中。本发明实现了开关频率在工频周期内为恒定值,并且减小了输出电压纹波。(The invention discloses a CRM Flyback PFC converter with fixed switching frequency. The converter comprises a main power circuit and a control circuit, wherein the control circuit comprises an auxiliary winding rectifying circuit, a control signal generating circuit, a voltage division following circuit, a voltage division amplifying circuit, two dividers, an adder and an error adjusting circuit; the output end of the auxiliary winding rectifying circuit is connected with a control signal generating circuit, and the output end of the control signal generating circuit is connected with the grid electrode of the switching tube through a resistor; the output end of the voltage division following circuit is respectively connected with the two dividers, the output end of the voltage division amplifying circuit is connected with the first divider, the adder and the second divider in sequence, and the output end of the second divider is connected with the control signal generating circuit; the error regulating circuit samples the output voltage, compares the output voltage with the reference voltage, and sends the output voltage to the control signal generating circuit through optical coupling isolation. The invention realizes that the switching frequency is a constant value in a power frequency period, and reduces the output voltage ripple.)

固定开关频率的CRM Flyback PFC变换器

技术领域

本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器技术，特别是一种固定开关频率的CRM Flyback PFC变换器。

背景技术

功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，在电子电力技术中得到了广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方式来说，有源方式具有输入功率因数高、体积小、成本低的优点，因此，有源功率因数校正(active power factor correction,APFC)技术获得越来越广泛的应用。

APFC变换器可以采用多种电路拓和控制方法，其中Flyback PFC变换器是最常用的APFC变换器之一。根据Flyback PFC变换器开关管关断期间内副边二极管电流是否持续导通，可将其分为三种工作模式，即电感电流连续模式(Continuous Current Mode,CCM)，电感电流临界连续模式(Critical Continuous Current Mode,CRM)，电感电流断续模式(Discontinuous Current Mode,DCM)。CRM Flyback PFC变换器一般应用于中小功率场合，其优点是成本低、结构简单、具有输入和输出隔离、开关管损耗低等。但是其开关频率随输入电压和负载的变化而变化，且电感和EMI滤波器的设计较复杂。

发明内容

本发明的目的在于提供一种固定开关频率的CRM Flyback PFC变换器，采用变导通时间控制，使得工频周期内开关频率为恒定值，并且能够减小输出电压纹波。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种固定开关频率的CRM Flyback PFC变换器，包括主功率电路和控制电路；

所述的主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、变压器T₁、开关管Q_f、第十八电阻R_s、二极管D_f、滤波电容C_o和负载R_Ld，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与变压器T₁的第一绕组N_p的同名端连接，变压器T₁的第一绕组N_p的异名端接入开关管Q_f的漏极，开关管Q_f的源极与第十八电阻R_s连接，变压器T₁的第二绕组N_z的同名端与参考电位零点连接，变压器T₁的第三绕组N_s的异名端与二极管D_f的阳极连接，二极管D_f的阴极分别与滤波电容C_o的一端和负载R_Ld的一端连接，滤波电容C_o的另一端和负载R_Ld的另一端均连接参考电位零点，负载R_Ld两端的电压为输出电压V_o；

所述的控制电路包括辅助绕组整流电路、控制信号生成电路、分压跟随电路、分压放大电路、第一除法器、加法器、第二除法器和误差调节电路，其中辅助绕组整流电路的输出端A接入控制信号生成电路中L6561控制芯片的5号引脚，控制信号生成电路中L6561控制芯片的输出端7号引脚通过第十七电阻R_D与开关管Q_f的栅极相连接；分压跟随电路的输出端B分别与第一除法器的第一输入端v_x和第二除法器的第一输入端v_x连接，分压放大电路的输出端C与第一除法器的第二输入端v_y连接，第一除法器的输出端D与加法器连接，加法器的输出端E与第二除法器的第二输入端v_y连接，第二除法器的输出端F接入控制信号生成电路中L6561控制芯片的3号引脚；误差调节电路采样输出电压，与参考电压进行比对，然后经光耦隔离送入控制信号生成电路中。

进一步地，所述的辅助绕组整流电路包括第一二极管D₁和第一电容C₁；其中第一二极管D₁的正极与变压器T₁的第二绕组N_z的异名端连接，第一电容C₁的一端与第一二极管D₁的负极连接、另一端接参考电位零点，第一电容C₁与第一二极管D₁的公共端即辅助绕组整流电路的输出端A接入控制信号生成电路。

进一步地，所述的控制信号生成电路包括L6561控制芯片、第十五电阻R₁₅、第十六电阻R_z、第十七电阻R_D、第三电容C₃；辅助绕组整流电路的输出端A经过第十六电阻R_z与L6561控制芯片的5号引脚连接，L6561控制芯片的7号引脚经过第十七电阻R_D与开关管Q_f的栅极相连接，4号引脚与第十八电阻R_s的一端相连接，1号引脚和2号引脚通过第十五电阻R₁₅和第三电容C₃的并联支路相连接，3号引脚与第二除法器的输出端F相连接。

进一步地，所述分压跟随电路包括第一电阻R₁、第二电阻R₂、第一运算放大器A₁；其中第一电阻R₁的一端与输入电压采样点v_g即二极管整流电路RB的输出正极连接,第一电阻R₁的另一端与第二电阻R₂一端连接且公共端接入第一运算放大器A₁的正向输入端，第二电阻R₂的另一端与参考电位零点连接，第一运算放大器A₁的反向输入端与输出端B直接连接，构成同相电压跟随器。

进一步地，所述的分压放大电路包括第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅、第六电阻R₆、第二运算放大器A₂；其中第三电阻R₃的一端与输出电压采样点V_o连接，第三电阻R₃的另一端与第四电阻R₄一端连接且公共端接入第二运算放大器A₂的正向输入端，第四电阻R₄的另一端与参考电位零点连接，第五电阻R₅一端接入参考电位零点，另一端与第六电阻R₆一端连接且公共端接入第二运算放大器A₂的反向输入端，第六电阻R₆的另一端与第二运算放大器A₂的输出端C连接，构成电压放大器。

进一步地，所述加法器包括第七电阻R₇、第八电阻R₈、第九电阻R₉、第十电阻R₁₀、第三运算放大器A₃；其中第七电阻R₇的一端连接输入电压参考信号1V，第七电阻R₇另一端接入第三运算放大器A₃的正向输入端，第八电阻R₈的一端与第一除法器的输出端D连接，另一端接入第三运算放大器A₃的正向输入端，第九电阻R₉一端与第十电阻R₁₀的一端连接且公共端接入第三运算放大器A₃的反向输入端，另一端接入参考电位零点，第十电阻R₁₀接入第三运算放大器A₃的反向输入端和输出端D之间。

进一步地，所述误差调节电路包括第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂、第十三电阻R₁₃、第十四电阻R₁₄、第二电容C₂、第四运算放大器A₄、光耦隔离电路OC；其中第十一电阻R₁₁的一端与输出电压采样点V_o连接，另一端与第十二电阻R₁₂的一端连接且公共端接入第四运算放大器A₄的反向输入端，第十二电阻R₁₂的另一端接入参考电位零点，第十三电阻R₁₃与第二电容C₂串联后接入第四运算放大器A₄的反向输入端和输出端之间，第四运算放大器A₄的正向输入端与输入电压参考点V_ref连接，第四运算放大器A₄的输出端与光耦隔离电路OC的一端连接，光耦隔离电路OC的另一端通过第十四电阻R₁₄与输出电压采样点V_o连接，光耦隔离电路OC的输出端与控制信号生成电路中L6561控制芯片的1号引脚连接。

本发明与现有技术相比，其显著优点是：(1)固定开关频率的CRM Flyback PFC变换器，采用变导通时间控制实现了工频周期内开关频率为恒定值；(2)最大值与最小值之比为1，减小了输出电压纹波。

附图说明

图1是Flyback PFC变换器主电路示意图。

图2是CRM Flyback PFC变换器的电感电流波形图。

图3是变导通时间控制时开关频率随输入电压的变化曲线图。

图4是定导通时间控制和变导通时间控制两种控制方式下PF值与V_m的关系曲线图。

图5是3、5、7、9次谐波及其标准限值与输入电压的关系曲线图，其中(a)为3次谐波及其标准限值与输入电压的关系曲线图，(b)为5次谐波及其标准限值与输入电压的关系曲线图，(c)为7次谐波及其标准限值与输入电压的关系曲线图，(d)为9次谐波及其标准限值与输入电压的关系曲线图。

图6是不同输入电压下的临界电感值变化曲线图。

图7是f_s在半个工频周期内的变化曲线图，其中(a)为定导通时间控制对应的变化曲线图，(b)变导通时间控制对应的变化曲线图。

图8是定导通时间控制和变导通时间控制两种控制方式下最大与最小开关频率之比随输入电压的变化曲线图。

图9是定导通时间控制和变导通时间控制两种控制方式下瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图。

图10是定导通时间控制和变导通时间控制两种控制方式下输出纹波之比的变化曲线图。

图11是本发明固定开关频率的CRM Flyback PFC变换器的电路结构示意图。

具体实施方式

1 CRM Flyback PFC变换器的工作原理

图1是Flyback PFC变换器主电路。

为了分析方便，先作如下设定：

1.所有器件均为理想元件；

2.输出电压纹波与其直流量相比很小；

3.开关频率远高于输入电压频率。

不失一般性，定义输入交流电压的表达式为：

v_in＝V_msinωt (1)

其中V_m和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。

那么输入整流后的电压为：

v_g＝V_m|sinωt| (2)

图2为一个开关周期内CRM Flyback PFC变换器的电感电流波形。当开关管Q_f导通时，二极管D_f截止，原边电感L_p两端的电压为v_g，其电流i_Lp由零开始以v_g/L_p的斜率线性上升，那么i_Lp的峰值为：

其中to_n为Q_f的导通时间。

当开关管Q_f关断时，二极管D_f导通，通过副边电感L_s电流i_Ls续流，此时L_s两端的电压为－V_o，i_Ls以V_o/L_s的斜率从副边电流峰值i_{Ls_pk}下降，其下降到零的时间t_off为：

其中n＝N_p/N_s为变压器原副边匝比，L_s为变压器副边电感，i_{Ls_pk}为副边电感电流峰值。

由于Flyback变换器工作在CRM模式，因此当二极管D_b的电流下降到零时，开关管Q_f开通，开始新的开关周期。

由式(4)可以看出，如果在一个工频周期内，t_on是固定的，则t_off是随输入电压瞬时值变化的，即一个工频周期中开关频率不断变化。

由式(4)可得占空比为：

d(t)＝t_on/(t_on+t_off)＝nV_o/(nV_o+V_m|sinωt|) (5)

由式(3)和(5)，一个开关周期内，原边电感电流的平均值i_{Lp_av}为：

那么，输入电流i_in为：

由式(1)和式(7)，可以求出在半个工频周期内输入功率的平均值P_in：

设定变换器效率为100％，则输入功率等于输出功率，即P_in＝P_o，由式(8)可得开关管导通时间t_on：

由式(7)、式(8)和式(9)可以求得PF值的表达式为：

由式(4)和式(9)可得：

通过式(11)可知，工频周期中开关频率最大和最小的时刻分别为输入电压过零和峰值处，即ωt＝0和ωt＝π/2时，即：

最大开关频率与最小开关频率之比为：

由式(13)可知，如果限定最低开关频率，则最大电感值的表达式为：

2变导通时间控制方式实现固定开关频率的控制策略

根据传统定导通时间控制CRM Flyback PFC变换器的开关频率表达式(11)，如果取导通时间为：

式中K_T为一个常数，则开关频率f_s为：

由式(17)可知，如果使CRM Flyback PFC变换器的开关管Q_f的导通时间t_on在一个工频周期内按照式(16)变化，则可以使开关频率在工频周期内为恒定值。

把式(16)代入式(8)，可以求出在半个工频周期内输入功率的平均值P_in：

由式(18)可得常数K_T为：

把式(19)代入式(16)中，可得：

结合式(17)和式(19)可知：

由式(21)可知，当输入电压V_m一定时，半个工频周期内f_s为恒定值。结合输入电压有效值V_{in_rms}＝90～264VAC；输出功率P_o＝60W；输出电压V_o＝24V；原副边匝比n＝4；最低开关频率f_{s_min}＝30kHz的设计指标，取变导通时间控制下的电感值L_p＝521uH，根据式(21)作出f_s随V_m的变化规律曲线，如图3所示。

3性能对比

3.1PF变化

为便于分析，设计参数如下：

输入电压有效值V_{in_rms}＝90～264VAC；输出功率P_o＝60W；输出电压V_o＝24V；原副边匝比n＝4；最低开关频率f_{s_min}＝30kHz。

由式(7)、式(16)和式(18)可得PF值的表达式为：

根据变换器的设计参数，由式(10)和式(22)可作出两种控制方式下PF值与V_m的关系曲线，如图4所示。从图中可以看出，在90V～264V AC输入电压范围内，采用变导通时间控制后，PF值有所降低，输入电压越高，降低幅度越大，当输入电压为264VAC时，PF值从0.974降到0.85。

将式(16)代入式(7)可得输入电流：

为了分析输入电流的谐波，可以对其进行傅里叶分解。输入电流的傅立叶分解形式为：

其中

式中T_line是输入电压周期。

将式(23)代入式(25)，经计算可得变导通时间控制下输入电流所含的各次谐波。其中，余弦成分和偶次正弦成分均为0，即：

由式(23)、式(25)和式(26)可得：

其中

为3、5、7、9次谐波电流幅值I₃、I₅、I₇、I₉对基波电流幅值I₁的标幺值。

根据IEC61000-3-2，Class D标准要求，输入电流3、5、7、9次谐波与输入功率之比应满足式(28)：

即：

是满足标准的谐波限值。

根据变换器的设计参数，V_m从

到之间变化，根据式(27)和式(29)可作出图5(a)～(d)，可以看出，在任何输入电压下，3、5、7、9次谐波均低于IEC61000-3-2，ClassD标准的限值。

3.2原边电感值及开关频率的变化

由式(21)可知,如果限定最低开关频率为f_{s_min}，则最大电感值的表达式为：

根据变换器的设计参数，由式(15)和式(30)可得到图6。从图中可以看出，定导通时间控制和变导通时间控制下的临界电感值分别为L_p1＝461uH和L_p2＝521uH。

将L_p1＝461uH代入式(11)，将L_p2＝521uH代入式(21)，由变换器的参数，可作出两种控制方式下f_s在半个工频周期内的变化曲线，如图7(a)～(b)所示。

由式(21)可知，工频周期内开关频率最大值等于最小值，即开关频率为恒定值，因此可知变导通时间控制时：

根据式(14)和式(31)作出图8，从图中可以看出，采用变导通时间控制后，开关频率最大值与最小值之比降低为1，输入电压越高，降低幅度越大。

3.3输出电压纹波的减小

采用定导通时间控制时，由式(1)、式(7)和式(9)可得变换器的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)为：

采用变导通时间控制时，由式(1)、式(18)和式(23)可得变换器的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)为：

由式(32)和式(33)可以作出两种控制方式下的瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线，如图9所示。

当时，储能电容C_o充电；当时，C_o放电。设定从ωt＝0开始，定导通时间控制和变导通时间控制下的

的波形与1的第一个交点对应的时间轴坐标分别为t₁和t₂，则储能电容C_o在半个工频周期中储存的最大能量标幺值(基准值为半个工频周期内的输出能量)分别为：

根据电容储能的计算公式，

和又可表示为：

其中ΔV_{o_1}和ΔV_{o_2}分别是定导通时间和变导通时间控制下的输出电压纹波值。

由式(36)和式(37)可得输出电压纹波之比为：

由式(38)可作出图10，从图中可以看出，采用变导通时间控制后，当输入电压为90VAC时，输出电压纹波减小为原来的81.8％，当输入电压为264VAC时，输出电压纹波减小为原来的65.8％。

4本发明变导通时间控制方式实现固定开关频率的CRM Flyback PFC变换器变换器

结合图11，本发明固定开关频率的CRM Flyback PFC变换器，由第一电容C₁和第一二极管D₁组成辅助绕组整流电路，变压器T₁的第二绕组N_z的异名电压端经该辅助绕组整流电路后得到v_A＝N_zV_o/N_s，输入电压v_g经第一电阻R₁和第二电阻R₂分压得到v_B＝R₂V_m|sinωt|/(R₁+R₂)，输出电压V_o经第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅、第六电阻R₆分压放大得到v_C＝R₄(R₅+R₆)V_m|sinωt|/[R₅(R₃+R₄)]；v_B与v_C接入第一除法器6，其输出v_D＝v_B/v_C，通过设定R₁、R₂、R₃、R₄、R₅和R₆的值，使其满足关系R₁/R₂＝R₃/R₄,R₅/R₆＝n-1,其中n＝N_p/N_s，则v_D＝v_B/v_C＝V_m|sinωt|/nV_o；v_D接入加法器7，其中R₇＝R₈，则输出v_E＝k(1+V_m|sinωt|/nV_o),其中k＝(R₉+R₁₀)/R₉；v_B与v_E接入第二除法器8，其输出v_F＝v_B/v_E＝R₂V_m|sinωt|/[k(R₁+R₂)(1+V_m|sinωt|/nV_o)]；将v_F输入L6561控制芯片的3号引脚即可得到参考电压信号。其中v_A、v_B、v_C、v_D、v_E、v_F分别为辅助绕组整流电路2、分压跟随电路4、分压放大电路5、第一除法器6、加法器7、第二除法器8的电压输出值。具体电路如下：

本发明一种固定开关频率的CRM Flyback PFC变换器，包括主功率电路1和控制电路，所述主功率电路1包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、变压器T₁、开关管Q_f、第十八电阻R_s、二极管D_f、滤波电容C_o和负载R_Ld，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与变压器T₁的第一绕组N_p的同名端连接，变压器T₁的第一绕组N_p的异名端接入开关管Q_f的漏极，开关管Q_f的源极与第十八电阻R_s连接，变压器T₁的第二绕组N_z的同名端与参考电位零点连接，变压器T₁的第三绕组N_s的异名端与二极管D_f的阳极连接，二极管D_f的阴极分别与滤波电容C_o的一端和负载R_Ld的一端连接，滤波电容C_o的另一端和负载R_Ld的另一端均连接参考电位零点，负载R_Ld两端的电压为输出电压V_o；

所述的控制电路采用导通时间变化规律为K_T/(1+V_m|sinωt|/nV_o)的输出信号驱动开关管Q_f，包括辅助绕组整流电路2、控制信号生成电路3、分压跟随电路4、分压放大电路5、第一除法器6、加法器7、第二除法器8和误差调节电路9。其中辅助绕组整流电路2的输入端与变压器T₁的绕组N_z的异名端连接，辅助绕组整流电路2的输出端A接入控制信号生成电路3中L6561控制芯片的5号引脚，控制信号生成电路3中L6561控制芯片的输出端7号引脚通过第十七电阻R_D与开关管Q_f的栅极相连接；分压跟随电路4的输出端B分别与第一除法器6的第一输入端v_x和第二除法器8的第一输入端v_x连接，分压放大电路5的输出端C与第一除法器6的第二输入端v_y连接，第一除法器6的输出端D与加法器7连接，加法器7的输出端E与第二除法器8的第二输入端v_y连接，第二除法器8的输出端F接入控制信号生成电路3中L6561控制芯片的3号引脚；误差调节电路9采样输出电压，与参考电压进行比对，然后经光耦隔离送入控制信号生成电路3中。

进一步地，所述的辅助绕组整流电路2包括第一二极管D₁和第一电容C₁；其中第一二极管D₁的正极与变压器T₁的第二绕组N_z的异名端连接，第一电容C₁的一端与第一二极管D₁的负极连接、另一端接参考电位零点，第一电容C₁与第一二极管D₁的公共端即辅助绕组整流电路2的输出端A接入控制信号生成电路3。

进一步地，所述的控制信号生成电路3包括L6561控制芯片、第十五电阻R₁₅、第十六电阻R_z、第十七电阻R_D、第三电容C₃；辅助绕组整流电路2的输出端A经过第十六电阻R_z与L6561控制芯片的5号引脚连接，L6561控制芯片的7号引脚经过第十七电阻R_D与开关管Q_f的栅极相连接，4号引脚与第十八电阻R_s的一端相连接，1号引脚和2号引脚通过第十五电阻R₁₅和第三电容C₃的并联支路相连接，3号引脚与第二除法器8的输出端F相连接。

进一步地，所述分压跟随电路4包括第一电阻R₁、第二电阻R₂、第一运算放大器A₁；其中第一电阻R₁的一端与输入电压采样点v_g即二极管整流电路RB的输出正极连接,第一电阻R₁的另一端与第二电阻R₂一端连接且公共端接入第一运算放大器A₁的正向输入端，第二电阻R₂的另一端与参考电位零点连接，第一运算放大器A₁的反向输入端与输出端B直接连接，构成同相电压跟随器。

进一步地，所述的分压放大电路5包括第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅、第六电阻R₆、第二运算放大器A₂；其中第三电阻R₃的一端与输出电压采样点V_o连接，第三电阻R₃的另一端与第四电阻R₄一端连接且公共端接入第二运算放大器A₂的正向输入端，第四电阻R₄的另一端与参考电位零点连接，第五电阻R₅一端接入参考电位零点，另一端与第六电阻R₆一端连接且公共端接入第二运算放大器A₂的反向输入端，第六电阻R₆的另一端与第二运算放大器A₂的输出端C连接，构成电压放大器。

进一步地，所述的加法器7包括第七电阻R₇、第八电阻R₈、第九电阻R₉、第十电阻R₁₀、第三运算放大器A₃；其中第七电阻R₇的一端连接输入电压参考信号1V，第七电阻R₇另一端接入第三运算放大器A₃的正向输入端，第八电阻R₈的一端与第一除法器6的输出端D连接，另一端接入第三运算放大器A₃的正向输入端，第九电阻R₉一端与第十电阻R₁₀的一端连接且公共端接入第三运算放大器A₃的反向输入端，另一端接入参考电位零点，第十电阻R₁₀接入第三运算放大器A₃的反向输入端和输出端D之间。

进一步地，所述的误差调节电路9包括第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂、第十三电阻R₁₃、第十四电阻R₁₄、第二电容C₂、第四运算放大器A₄、光耦隔离电路OC；其中第十一电阻R₁₁的一端与输出电压采样点V_o连接、另一端与第十二电阻R₁₂的一端连接且公共端接入第四运算放大器A₄的反向输入端，第十二电阻R₁₂的另一端接入参考电位零点，第十三电阻R₁₃与第二电容C₂串联后接入第四运算放大器A₄的反向输入端和输出端之间，第四运算放大器A₄的正向输入端与输入电压参考点V_ref连接，第四运算放大器A₄的输出端与光耦隔离电路OC的一端连接，光耦隔离电路OC的另一端通过第十四电阻R₁₄与输出电压采样点V_o连接，光耦隔离电路OC的输出端与控制信号生成电路3中L6561控制芯片的1号引脚连接。

综上所述，本发明固定开关频率的CRM Flyback PFC变换器，采用变导通时间控制实现了工频周期内开关频率为恒定值，即最大值与最小值之比为1，并减小了输出电压纹波。