阅读说明：本技术 一种配电装置用交直流输入电压自适应遥信电路 (Alternating current-direct current input voltage self-adaptation remote signaling circuit for power distribution device ) 是由 阴法强 尹燕磊 李连强 张立伟 聂萌 张汉伟 常栋梁 于 2019-11-15 设计创作，主要内容包括：本发明提供了一种配电装置用交直流输入电压自适应遥信电路,本发明以耗尽型高压MOS管器件作为自适应设计的核心部件,不额外增加有源器件或者主动器件,改善了无源输入遥信回路干路电流的控制方式,实现在标准要求的遥信范围内,不同电压类型(交流和直流)、不同电压等级的输入方式都可正常驱动光耦产生信号,回路功耗保持在mA级别；无源输入,电路设计简单,物料成本低；安全防护及抗电磁干扰能力强。(The invention provides an alternating current-direct current input voltage self-adaptive remote signaling circuit for a power distribution device, which takes a depletion type high-voltage MOS (metal oxide semiconductor) device as a core component of self-adaptive design, does not additionally increase an active device or an active device, improves the control mode of the trunk circuit current of a passive input remote signaling loop, realizes that an optical coupler can be normally driven to generate signals by input modes with different voltage types (alternating current and direct current) and different voltage grades in a remote signaling range with standard requirements, and keeps the power consumption of the loop at the mA level; passive input, simple circuit design and low material cost; the safety protection and the anti-electromagnetic interference capability are strong.)

一种配电装置用交直流输入电压自适应遥信电路

技术领域

本发明涉及配电自动化技术领域，特别是涉及一种配电装置用交直流输入电压自适应遥信电路。

背景技术

配电自动化终端主要用于配电线路中检测线路故障、配电开关(主要指断路器和负荷开关)的状态，并根据自动化参数要求对配电开关的分合状态进行控制。因配电开关的实现方法和操作机构不同，其操作电压也有多种，而开关的分合等状态输出与操作电压一致，这就要求配电终端需要检测不同电压类型、不同电压等级的开关分合、闭锁、储能等状态量。

在配电自动化终端的设计里，遥信即状态量输入，它作为二次终端设备“三遥”功能之一，对于电力现场应用有着非常重要的作用和意义。配电自动化终端的基本功能之一，就是采集并发送开关动作、操作闭锁、储能到位等状态量信息，并要求状态变位优先传送。中华人民共和国电力行业标准《DL/T 721-2013配电自动化远方终端》中，对状态量有如下两条描述：

对用机械触点“闭合”和“断开”表示的状态量，仅考虑以无源空触点接入方式；

状态量的电压标称值为：

在配电终端中，传统的遥信输入回路的电路设计是将交、直流输入信号分开设计，不同电压类型和电压等级的配电开关选用不同遥信输入电路的配电终端，造成配电终端种类较多的情况。

传统的遥信输入回路的电路设计有以下三种方式：

第一种方式如图1所示，YX+、YX-为直流遥信电源正、负输入端，IN为传送给处理器的数字信号。针对不同等级的遥信电源直流输入电压要求，选择相应阻值的“稳压二极管+电阻”组合或者纯电阻组合(稳压二极管不焊/N、焊盘短接)，串入遥信回路中，使得接入遥信电源时，遥信回路的干路电流在mA级别上，驱动光耦在隔离输出侧产生数字量变化信号送给处理器处理。该方案的优点是实现简单、成本低，缺点是电阻阻值不能改变，只能适应一种电压等级，因为电压等级的改变会造成干路电流变化，从而出现功率超标或者无法驱动光耦发光二极管工作的问题，另外此种方式的硬件设计若要用于交流电源输入场合，由于光耦导通存在占空比现象，不可避免的要改***件判别方式，即在电源电压变化或者预先不能确定电源等级和类型时，只能更换硬件板卡或者终端设备，更新软件，操作繁琐，甚至不能在现场使用，大大限制了遥信监视的应用场合。

第二种方式如图2所示，将确定电压的遥信电源PW1设计在终端内部，一般将电源的正端+Vin通过内部印制板布线与遥信回路的正端连接，遥信回路的负端YX-以及遥信电源的负端地YXGND引出到接口插座J1上。用户只需要在终端外部将遥信回路的负端YX-以及遥信电源的负端地YXGND相连，即可驱动遥信回路、使光耦在隔离输出侧产生数字量变化信号IN送给处理器处理。这种方案的优点是，无论终端外部配套设备输出哪一种等级或类型的电源电压，终端只使用自己的内部电源作为遥信电源，摆脱了对输入电源的限制；缺点是需单独设计遥信电源，实现复杂、成本高，并且遥信部分承受耐压、冲击等安全测试以及EMC干扰的能力较弱。

第三种方式如图3所示，YX、YX*为交流遥信电源的输入端，IN、IN*为经过隔离、降压得到的适合于模数转换器(ADC)采集的交流小电压信号。图中，电阻R1、R2的作用是将电压转换为电流信号，变压器T1负责隔离信号和能量传输，电阻R3又将电流还原为电压，电容C1的作用是退耦，瞬间抑制二极管TVS1用来吸收浪涌电压，电阻R4和电容C2组合完成进入ADC之前的滤波功能。ADC将采集的模拟量转换得到数字量，并通过总线传输给处理器进行数据处理，根据I/U转换电阻值和变压器变比，将计算的采集值与遥信电源电压门槛有效值比较，就可以判断是否存在有效的遥信信号。这种方案软硬件的实现都比较复杂，系统负担重，成本过高，又因为占用了ADC的输入端口位置，影响了配电线路电流、电压等重要遥测模拟量的接入数量，降低了终端的整体性能。

发明内容

本发明的目的是提供一种配电装置用交直流输入电压自适应遥信电路，旨在解决现有技术中传统遥信输入回路电路适应性差的问题，实现适应不同电压类型、不同电压等级，降低回路功耗以及物料成本。

为达到上述技术目的，本发明提供了一种配电装置用交直流输入电压自适应遥信电路，所述电路包括：

保护及电源输入调理模块、整流桥模块、电流电压自适应控制模块、脉动电压平滑处理模块以及隔离电平转换模块依次连接；

所述保护及电源输入调理模块用于吸收浪涌电压以及高频干扰信号并限制干路电流；

所述整流桥模块用于将交流电压转为直流脉动电压输出以及将直流电压直接输出直流稳定电压；

所述电流电压自适应控制模块用于自适应控制所述整流桥模块输出的电压变化；

所述脉动电压平滑处理模块用于平滑所述直流脉动电压；

所述隔离电平转换模块用于信号整形以及电源隔离变换，将外部遥信信号状态转换为系统电平送至主处理器进行分析处理。

优选地，所述保护及电源输入调理模块包括压敏电阻RV1、两级退耦电容C1、C2和限流电阻R1、R2；所述压敏电阻并联在输入两端，所述退耦电容并联在回路中，所述限流电阻串联在回路中。

优选地，所述整流桥模块为反向耐压600V以上、通流量1A的整流桥器件。

优选地，所述电流电压自适应控制模块包括一个高压耗尽型N沟道MOS管Q1和一个电压反馈电阻R3，所述MOS管Q1的漏极接整流桥模块的直流正端输出，所述反馈电阻R3接在MOS管Q1的源极和栅极之间，MOS管Q1的栅极接后级光耦驱动电路的正端输入。

优选地，所述脉动电压平滑处理模块包括两个滤波电容C3、C4，电容C3置于MOS管Q1的源极和整流桥模块的直流负端之间，电容C4并联放置于光耦发光二极管两侧。

优选地，所述隔离电平转换模块，包括电阻R4、退耦电容C5、二极管D2、光耦U1和电阻R5，所述电阻R4、退耦电容C5以及二极管D2组成光耦驱动。

发明内容中提供的效果仅仅是实施例的效果，而不是发明所有的全部效果，上述技术方案中的一个技术方案具有如下优点或有益效果：

与现有技术相比，通过耗尽型高压MOS管和电流驱动电阻控制反馈电压的自动调节，使用最简化的元器件，实现光耦驱动电流在较小数值下基本稳定的目的。将不确定的电压因素统一由某几个元器件进行消化，将除去驱动光耦所需电压电流外的剩余能量交由高压MOS管进行承担，这样核心设计之外的其余设计可遵照行业标准最大程度的沿用原有软硬件实现方案，减少开发人员改动工作量的同时，保留了大部分传统设计的优点，如抗干扰性能、识别遥信变化的软件判据等；

电流电压自适应控制模块的实现，是选用耗尽型N沟道高压MOS管，区别于N沟通增强型MOS管的沟道导通工作需依赖逻辑高电平的栅极电压控制信号进行启动，耗尽型MOS管在零电位时沟道是打开的，保证了初始电气环境的建立，大大简化了启动控制部分电路的设计。相比于普通三极管，耗尽型MOS管的电压型栅极控制方式简单，输入电阻大，通过耗尽型MOS管栅极串联电阻实现电压反馈而不必考虑电流分流，内部噪声小，工作稳定，而且成本并不高；

通过脉动电压平滑处理模块平滑脉冲电压，可抬升电压波形中的低点，以便沿用原有遥信变位软件判据，软件通用性强；

本发明电压输入范围为额定24V-220V，具备较好的适应性，可适用于标准规定的不同电压类型、不同电压等级的要求，在功能实现、适应性和性价比等方面效果明显。

附图说明

图1为现有技术中方式一的遥信输入回路电路结构图；

图2为现有技术中方式二的遥信输入回路电路结构图；

图3为现有技术中方式三的遥信输入回路电路结构图；

图4为本发明实施例中所提供的一种配电装置用交直流输入电压自适应遥信电路结构图。

具体实施方式

为了能清楚说明本方案的技术特点，下面通过具体实施方式，并结合其附图，对本发明进行详细阐述。下文公开提供了许多不同的实施例或例子用来实现本发明的不同结构。为了简化本发明的公开，下文中对特定例子的部件和设置进行描述。此外，本发明可以在不同例子中重复参考数字和/或字母。这种重复是为了简化和清楚的目的，其本身不指示所讨论各种实施例和/或设置之间的关系。应当注意，在附图中所图示的部件不一定按比例绘制。本发明省略了对公知组件和处理技术及工艺的描述以避免不必要地限制本发明。

下面结合附图对本发明实施例所提供的一种配电装置用交直流输入电压自适应遥信电路进行详细说明。

如图4所示，本发明实施例公开了一种配电装置用交直流输入电压自适应遥信电路，所述电路包括：

保护及电源输入调理模块、整流桥模块、电流电压自适应控制模块、脉动电压平滑处理模块以及隔离电平转换模块依次连接；

所述保护及电源输入调理模块用于吸收浪涌电压以及高频干扰信号并限制干路电流；

所述整流桥模块用于将交流电压转为直流脉动电压输出以及将直流电压直接输出直流稳定电压；

所述电流电压自适应控制模块用于自适应控制所述整流桥模块输出的电压变化；

所述脉动电压平滑处理模块用于平滑所述直流脉动电压；

所述隔离电平转换模块用于信号整形以及电源隔离变换，将外部遥信信号状态转换为系统电平送至主处理器进行分析处理。

本发明实施例采用无源遥信设计，在入口的两端施加正、负电源进行驱动，从单路遥信电源输入到隔离数字量输出，包括五个模块：

保护及电源输入调理模块，包括压敏电阻RV1、两级退耦电容C1、C2和限流电阻R1、R2。标识YX和YX*网络标号的两端为遥信电源电压施加端口，规定其中的YX为正端，YX*为负端。压敏电阻RV1额定工作电压在AC250V左右，并联在输入两端，起到吸收浪涌电压的作用；两组退耦电容同样为耐高压型，用来吸收高频干扰信号，前端电容较小，优选几nf或者几十nf的容量，后端电容稍大，优选几十nf或者几百nf的容量，两组电容的容量至少差别一个数量级为佳；两个限流电阻平衡串联在回路中，起到限制干路电流的作用，可以选择几百欧姆到几千欧姆之间的阻值，电阻额定功率大于等于0.25W，除限流外，电阻与后级电容也可组成RC滤波电路，进一步吸收干扰。

整流桥模块，在保护及电源输入调理模块的输出端接整流桥模块，即图中D1，其将交流信号转换为直流信号。该模块将交流电压转为直流脉动电压输出，直流电压则直接输出直流稳定电压，由于存在整流桥二极管的导通压降，所以在整流桥导通状态下整流桥输出的直流脉动电压是馒头波和零电平周期间隔的波形，在整流桥导通状态下输出的直流稳定电压幅值为整流桥输入电压减去两个二极管串联压降值的和。D1选型为反向耐压600V以上、通流量1A左右的整流桥器件。

电流电压自适应控制模块，包括一个高压耗尽型N沟道MOS管Q1和一个电压反馈电阻R3。所述整流桥模块输出端接电流电压自适应控制模块，整流桥的直流正端输出接耗尽型MOS管Q1的漏极，反馈电阻R3接在MOS管Q1的源极和栅极之间，MOS管Q1的栅极接后级光耦驱动电路的正端输入。耗尽型MOS管Q1的漏极源极间耐压选择600V以上，同时器件功耗在25W以上，MOS管导通程度随栅极控制电压变化较为平缓的器件型号。

脉动电压平滑处理模块，包括两个起到平滑电压作用的滤波电容C3、C4，在交流电源输入的情况下，从MOS管Q1出来的电压仍然是直流脉动的，波形在不同时刻的电压幅值是不同的，其造成驱动光耦的能力差异明显，对于软件判别光耦是否导通有很大影响。因此需对电压波形进行平滑处理，在全周期内使得实时电压幅值最低点仍然能够导通光耦。电容C3放置于MOS管Q1的源极和整流桥直流负端之间，C4并联放置于光耦发光二极管两侧，优选几十uf到几百uf的多层陶瓷电容。在滤波电容的作用下，直流脉动电压的交流波动比较小，可近似为直流恒定电压，实现了不同电压类型、不同电压等级情况下的遥信电压自适应能力。

隔离电平转换模块，包括电阻R4、退耦电容C5、二极管D2、光耦U1和电阻R5，电阻R4、退耦电容C5以及二极管D2组成光耦驱动，并联电阻R4用来初始分压启动光耦工作，并联退耦电容C5滤除高频干扰，并联高速开关二极管D2快速保护光耦发光二极管不被瞬间高压击穿，同时起到一定的续流作用，光耦U1负责信号的整形以及电源隔离变换，将外部遥信信号状态转换为系统电平送至主处理器进行分析处理。光耦隔离侧的VCC_3V3和GND表示终端系统电源，标识IN网络标号的端口代表此信号传送给终端处理器处理。

所述电流电压自适应控制模块以及脉动电压平滑处理模块中阻容件关键参数的计算和选择如下：

电容C4放电时，电阻R4即为其放电负载，按照电容滤波电路得到平滑负载电压的一般要求，时间常数τ＝R4×C4≥(3-5)T/2，其中R4沿用传统设计阻值为1KΩ，T为交流电压的周期，在工频条件下为20ms，由此电容C4可定为30-50uF以上，优选100uF。

相对于整流桥直流电源输出的负极，已知在MOS管的源极处电压V_s为直流脉动波形，即馒头波，MOS管栅极电压V_G即为电容C4两端的直流电压，当V_s>V_G时，回路通过电阻R3给电容C4充电，而当V_s<V_G时，电容C4电压通过电阻R4进行放电。

由于交流状态下充放电过程计算复杂，因此将馒头波电压模型抽象为高电平为恒定值V_s，低电平为0的直流脉冲波形，以此进行电阻R3的推算。假设电容C4的恒定直流电压为V_G，回路充电恒定占空比为D，MOS管栅极原电荷为Q_G，MOS管源极输出脉冲电压的频率为F，则回路充电时电容C4提供的总电荷如下所示：

Q_ON＝Q_G+(V_s-V_G)×D/(R3×F)

回路放电时电容C4提供的总电荷如下所示：

Q_OFF＝Q_G+V_G×(1-D)/(R3×F)

对于回路稳定的状态，两种电荷必须相等。

对上述两个公式进行求解，可得：

V_G＝V_s×D

随着占空比D的变化，电容电压V_G随之改变，同理，在交流输入时，随着电压有效值的增加，占空比也是增加的，因而V_G逐渐增大，直至驱动光耦导通。另外，每个充放电周期会以频率F为基础，在MOS管栅极节点上形成交流纹波电压。这种电压变化与驱动电压的振幅相比应保持较小的值。根据回路充电时电容C4的确定的总电荷计算纹波电压ΔV_c，计算公式如下：

考虑到V_G＝V_s×D，代入上述公式，可得：

此表达式表明在D＝0.5时，ΔV_c为最大值。

假设最差情况下的交流纹波电压振幅ΔV_c限制为大约V_s的10％。本发明实施例中选型光耦在通过5mA以内电流情况下的导通电压最大为1.2V，考虑到振幅最低点10％的误差，那么应该取V_G＝1.2V÷90％＝1.35V，在D＝0.5的情况下，V_s＝1.35V×2＝2.7V，如果限定此时干路电流为2mA，则在将馒头波电压模型抽象为直流脉冲波形的情况下，电流电压自适应控制模块中的电阻R3的阻值大小为：

系统上电时，电容C4上的初始电压为0，随着充电的进行，电容器上的直流电压会逐渐上升，直至达到稳态值V_G。在电容C4上形成V_G的持续时间取决于由电阻R3和电容C4决定的时间常数τ,。在抽象条件下，τ,＝R3×C4＝675Ω×100uF＝67.5ms。在限定干路电流的条件下，电阻R3越小，C4电容电压就越大，驱动光耦的能力越强；同时考虑到实际交流输入的情况，电阻R3的取值相比模型值要小。

为增加MOS管源极输出电压信号的平滑度，使得元器件参数的选型与抽象模式推理得到的数值更加贴近，在MOS管源极输出端与整流桥直流电源输出负极之间并联电容C3。

本发明以耗尽型高压MOS管器件作为自适应设计的核心部件，不额外增加有源器件或者主动器件，改善了无源输入遥信回路干路电流的控制方式，在遥信电源不同电压等级、电压类型的情况下，将干路电流稳定在mA级别上。另外，在设计电路的合适位置增加滤波电容，对交流电源输入实现在启动门槛电压之上，光耦导通时，输出隔离数字信号电平全周期有效，在后端缓冲类芯片或者处理器可以识别的信号有效电平误差门限内，使得终端可以沿用原有软件扫描遥信处理方式，保证软件的通用性。在标准要求的遥信范围内，不同电压类型(交流和直流)、不同电压等级的输入方式都可正常驱动光耦产生信号，回路功耗保持在mA级别；无源输入，电路设计简单，物料成本低；安全防护及抗电磁干扰能力强。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。