阅读说明：本技术 用于返驰式电源供应电路的零电压切换控制电路 (Zero voltage switching control circuit for flyback power supply circuit ) 是由 杨大勇 林梓诚 唐健夫 于 2019-03-01 设计创作，主要内容包括：一种用于返驰式电源供应电路的零电压切换控制电路。该零电压切换控制电路用以控制返驰式电源供应电路,零电压切换控制电路包含一次侧控制电路以及二次侧控制电路。一次侧控制电路产生切换信号以控制功率晶体管以切换变压器而产生输出电压；二次侧控制电路产生同步整流信号以于二次侧控制同步整流晶体管,同步整流信号具有同步整流脉波以及零电压切换脉波,同步整流脉波根据变压器的去磁时段控制同步整流晶体管,零电压切换脉波决定切换信号的起始时间,由此使功率晶体管实现零电压切换。零电压切换脉波于去磁时段结束经延迟时间后产生,延迟时间根据输出电压的输出负载而决定。(A zero voltage switching control circuit for a flyback power supply circuit. The zero voltage switching control circuit is used for controlling the flyback power supply circuit and comprises a primary side control circuit and a secondary side control circuit. The primary side control circuit generates a switching signal to control the power transistor to switch the transformer to generate an output voltage; the secondary side control circuit generates a synchronous rectification signal to control the synchronous rectification transistor on the secondary side, the synchronous rectification signal is provided with a synchronous rectification pulse wave and a zero voltage switching pulse wave, the synchronous rectification pulse wave controls the synchronous rectification transistor according to the demagnetization time interval of the transformer, and the zero voltage switching pulse wave determines the starting time of the switching signal, so that the power transistor realizes zero voltage switching. The zero voltage switching pulse is generated after a delay time after the demagnetization time is over, and the delay time is determined according to the output load of the output voltage.)

用于返驰式电源供应电路的零电压切换控制电路

技术领域

本发明涉及一种用于返驰式电源供应电路的控制电路，特别是指一种用于返驰式电源供应电路的零电压切换控制电路。

背景技术

图1显示一种现有技术的返驰式电源供应电路(返驰式电源供应电路1)，其中一次侧控制电路80控制功率晶体管20以切换功率变压器10 而产生输出电压VO，二次侧控制电路90用以产生同步整流信号SG，以控制同步整流晶体管50而进行二次侧的同步整流。所述“同步整流”是指，于连续导通模式下，同步整流晶体管50的导通时间大致上与功率晶体管20的导通时间为互补，或者，于不连续导通模式下，同步整流晶体管50于功率变压器10的去磁时段内导通，使得二次侧的电流回路同步导通于功率晶体管20的不导通时间内，或是同步导通于功率变压器10的去磁时段内。

图1中所示的现有技术，其缺点在于，虽然欲使同步整流晶体管50 与一次侧的功率晶体管20同步，然而却无法实现精准的同步，此外，此现有技术的另一个缺点是，无法精准控制功率晶体管20在其漏源极跨压为零的时间点上导通(也就是“零电压切换”，下同)，在未进行零电压切换的情况下，电源转换效率较差。

本发明相较于图1的现有技术，可精准地与一次侧的功率晶体管20 同步，此外，由于功率晶体管20于切换时实现零电压切换，可有效提高电源转换效率。具体而言，上述本发明的功效通过同步整流信号的零电压切换脉波而实现，其中零电压切换脉波决定切换频率。

发明内容

就其中一个观点言，本发明提供了一种零电压切换控制电路，用以控制一返驰式电源供应电路，该返驰式电源供应电路包括一功率变压器，该功率变压器具有一一次侧与一二次侧；该零电压切换控制电路包含：一一次侧控制电路，用以根据一反馈信号产生一切换信号，该切换信号用以于该一次侧控制一功率晶体管以切换该功率变压器而于该二次侧产生一输出电压，其中该切换信号具有一切换频率以及一切换周期；以及一二次侧控制电路，用以产生该反馈信号以及一同步整流信号，该同步整流信号用以于该二次侧控制一同步整流晶体管，其中该同步整流信号具有一同步整流脉波以及一零电压切换脉波，其中该同步整流脉波用以根据该功率变压器的一去磁时段而控制该同步整流晶体管，该零电压切换脉波通过控制该同步整流晶体管而控制该功率变压器，以决定该切换信号的一起始时间，由此使得该功率晶体管实现零电压切换。

在一较佳实施例中，该二次侧控制电路自该去磁时段结束且经过一延迟时间后，产生该零电压切换脉波，其中该功率变压器大致上于该去磁时段内去磁，其中该延迟时间根据该输出电压的一输出负载而决定，且该延迟时间随着该输出电压的该输出负载减少而增加。

在一较佳实施例中，该延迟时间根据该功率变压器的该去磁时段的时间长度而决定。

在一较佳实施例中，该零电压切换控制电路还包含一光耦合器，用以自该二次侧控制电路耦合该反馈信号至该一次侧控制电路，以控制该切换信号的一脉波宽度，其中该反馈信号根据该输出电压而产生。

在一较佳实施例中，通过该零电压切换脉波决定该切换信号的该切换频率。

在一较佳实施例中，该二次侧控制电路产生该零电压切换脉波同步于该一次侧控制电路产生该切换信号，其中通过该功率变压器的该去磁时段的时间长度而实现所述的同步。

在一较佳实施例中，该一次侧控制电路包括一振荡器，该振荡器用以产生一振荡信号，当该输出电压的该输出负载低于一轻载阈值时，该振荡信号决定该切换信号的该切换频率。

在一较佳实施例中，该振荡信号根据该反馈信号而产生。

在一较佳实施例中，当该输出电压的该输出负载低于一轻载阈值时，该切换信号的该切换周期根据该反馈信号而决定。

在一较佳实施例中，该二次侧控制电路耦接于该功率变压器以接收一二次侧功率变压器信号，当该二次侧功率变压器信号低于一同步整流阈值时，产生该零电压切换脉波。

在一较佳实施例中，该二次侧控制电路还包括一第一计数器，用以根据一第一波谷信号而计数一第一次数，其中当该二次侧功率变压器信号低于一同步整流阈值时，产生该第一波谷信号，且当该第一次数超过一第一次数阈值时，该二次侧控制电路禁止而不产生该零电压切换脉波。

在一较佳实施例中，该一次侧控制电路耦接于该功率变压器以接收一一次侧功率变压器信号，且于侦测到一零电压切换脉波侦测信号后，该一次侧控制电路启始该切换信号，其中该零电压切换脉波侦测信号根据该一次侧功率变压器信号上升至一位准时产生，其中该一次侧功率变压器信号响应于该零电压切换脉波的起始而上升至该位准。

在一较佳实施例中，该一次侧控制电路耦接于该功率变压器以接收一一次侧功率变压器信号，其中于该一次侧功率变压器信号低于一去磁阈值前，该一次侧控制电路不启始该切换信号。

在一较佳实施例中，该一次侧控制电路耦接于该功率变压器以接收一一次侧功率变压器信号，其中该一次侧控制电路还包括一第二计数器，用以根据一第二波谷信号而计数一第二次数，其中当该一次侧功率变压器信号低于一去磁阈值时，产生该第二波谷信号，且当该第二次数超过一第二次数阈值时，该一次侧控制电路停止根据该零电压切换脉波产生该切换信号。

以下通过具体实施例详加说明，应当更容易了解本发明的目的、技术内容、特点及其所实现的功效。

附图说明

图1显示一种现有技术的返驰式电源供应电路的示意图。

图2显示本发明的零电压切换控制电路的一种实施例示意图。

图3A-3B显示对应于图2中，本发明的零电压切换控制电路的实施例的波形示意图。

图4A-4D显示对应于图3A-3B的时段T1-T4中，信号流的示意图。

图5显示用于本发明的零电压切换控制电路中的二次侧控制电路的一种实施例示意图。

图6A-6B显示对应于本发明的零电压切换控制电路中的时间-电压转换电路的操作波形示意图。

图7显示用于本发明的零电压切换控制电路中的计时电路的一种实施例示意图。

图8显示用于本发明的零电压切换控制电路中的一次侧控制电路的一种实施例示意图。

图9A-9B显示本发明的零电压切换控制电路中，去磁电路的一种实施例与对应的操作波形示意图。

图10A-10B显示本发明的零电压切换控制电路中，波谷侦测器的一种实施例与对应的操作波形示意图。

图11A-11B显示本发明的零电压切换控制电路中，脉波产生器的一种实施例与对应的操作波形示意图。

图12显示用于本发明的零电压切换控制电路中的振荡器的一种实施例示意图。

图中符号说明

1,2 返驰式电源供应电路

10 功率变压器

123 比较器

150 误差放大器

180 计数器

1000 零电压切换控制电路

20 功率晶体管

25 本体二极管

26 寄生电容

35 输入电容器

300,460 时间-电压转换电路

40,45,121,122 电阻

435,700 脉波产生器

50 同步整流晶体管

301 积分电路

302 取样保持电路

465,500 计时电路

70 光耦合器

80,200 一次侧控制电路

800 振荡器

90,100 二次侧控制电路

CK 振荡信号

Is 循环电流

Ip 循环电流

nVO 输出电压信号

SDMG 变压器去磁信号

SG 同步整流信号

SSR 同步整流信号

SV,SVP 波谷信号

SW 切换信号

T2 延迟时间

VB 反馈信号

VDMG 一次侧功率变压器信号

VFB 反馈相关信号

VIN 输入电压

VO 输出电压

VT1 同步整流阈值

VTDMG 电压信号

VTHDMG 去磁阈值

VTR 二次侧功率变压器信号

W1 一次侧绕组

W2 二次侧绕组

WA 辅助绕组

具体实施方式

本发明中的附图均属示意，主要意在表示各电路间的耦接关系，以及各信号波形之间的关系，至于电路、信号波形与频率则并未依照比例绘制。

请参阅图2，图中所示为本发明的零电压切换控制电路的一种实施例(零电压切换控制电路1000)，零电压切换控制电路1000用以控制返驰式电源供应电路2，零电压切换控制电路1000包含一次侧控制电路200以及二次侧控制电路100。一次侧控制电路200用以产生切换信号SW，切换信号SW用以控制功率晶体管20以切换功率变压器10而产生输出电压VO，其中切换信号SW具有一切换频率以及一切换周期。具体而言，切换信号SW用以控制功率晶体管20以切换功率变压器10的一次侧绕组W1，以转换输入电压VIN而产生输出电压VO。二次侧控制电路 100用以产生反馈信号VB以及同步整流信号SG，同步整流信号SG通过其同步整流脉波(请参阅图3A-3B)而控制同步整流晶体管50，以实现同步整流。在一实施例中，零电压切换控制电路1000还包含光耦合器 70，用以根据二次侧控制电路100的反馈信号VB而产生反馈相关信号 VFB，且将反馈相关信号VFB传送至一次侧控制电路200，在一实施例中，切换信号SW的脉波宽度根据反馈相关信号VFB而决定。

在一实施例中，反馈信号VB以及反馈相关信号VFB根据输出电压 VO而产生，其中同步整流脉波根据功率变压器10的去磁时段而产生。一次侧控制电路200耦接于功率变压器10以接收一次侧功率变压器信号VDMG，具体而言，本实施例中，一次侧功率变压器信号VDMG为辅助电压VA的分压(例如通过图2所示的电阻40与45)，其中功率变压器10的辅助绕组WA产生辅助电压VA。

二次侧控制电路100耦接于功率变压器10(例如耦接于二次侧绕组 W2的一端)以接收二次侧功率变压器信号VTR，同步整流信号SG还具有零电压切换脉波(请参阅图3A-3B)，零电压切换脉波通过控制同步整流晶体管50而控制功率变压器10，以决定切换信号SW的起始时间，由此使得功率晶体管20实现零电压切换。

前述的“零电压切换”是指，在晶体管(例如功率晶体管20)将导通之前，通过一无能损的电流路径上(例如一次侧绕组W1)的循环电流，将寄生二极管(例如晶体管20的本体二极管25)导通，且将晶体管的寄生电容(例如功率晶体管20的漏源极寄生电容26)大致上放电至0V，并将电荷回充至无能损的元件中(例如输入电容器35)，使得晶体管接着导通时，其漏源极电压已先降低为0V，由于其寄生电容不以晶体管的导通电阻放电，可提高电源转换效率。

此外需说明的是：因电路零件的本身的寄生效应或是零件间相互的匹配不一定为理想，因此，虽然欲使寄生电容放电为0V，但实际可能并无法准确地放电至0V，而仅是接近0V，也就是，根据本发明，可接受由于电路的不理想性而使寄生电容放电后的电压与0V间具有一定程度的误差，因此，“大致上”一词意指在可接受范围内的可忽略误差是可接受的，本文中其他提到“大致上”之处亦同。

图3A-3B显示对应于图2中，本发明的零电压切换控制电路的实施例的波形示意图。二次侧控制电路100自功率变压器10大致上完成去磁 (也就是自去磁时段T1结束时起)且经过一延迟时间T2后，会在同步整流信号SG中，于T3期间产生零电压切换脉波。具体而言，在图3A-3B 的实施例中，延迟时间T2根据输出电压VO的输出负载而决定；其中“输出负载”是指，耦接于返驰式电源供应电路2的输出端(即耦接于输出电压VO)的负载电流或负载功率的位准。在一实施例中，延迟时间T2 随着输出电压VO的输出负载增加而减少，在一实施例中，延迟时间T2 随着输出电压VO的输出负载减少而增加。在一实施例中，当返驰式电源供应电路操作于例如但不限于不连续导通模式(DCM)时，随着输出电压VO的输出负载降低，切换信号SW的脉宽(T5)以及同步整流脉波的脉宽(T1，其对应于功率变压器10的去磁时段)也随着减少。

在图3A-3B的实施例中，图3B的输出电压VO的输出负载较图3A中的输出负载低，因此，根据本发明，图3B中的延迟时间T2较图3A为长。此外需说明的是，在图3A-3B的实施例中，返驰式电源供应电路操作于不连续导通模式。

请继续参阅图3A-3B，于T3时段中，当二次侧控制电路100在同步整流信号SG中产生同步整流脉波时，功率变压器10会在一次侧功率变压器信号VDMG中产生峰值电压(如在图3A-3B中所示的T3时段中)，由于峰值电压的位准相关于输出电压的位准，因此，一次侧控制电路 200于T3时段中，可通过侦测一次侧功率变压器信号VDMG的峰值电压的位准而获得输出电压VO的相关信息，并且用以决定何时控制功率晶体管20导通(也就是，决定切换信号SW切换为导通的时机)。

图4A-4D显示对应于图3A-3B的时段T1-T4中，信号流的示意图。 T1是功率变压器10的去磁时段，功率变压器10大致上于去磁时段内去磁，如图4A所示，同步整流信号SG中的同步整流脉波于时段T1中使能，以实现同步整流，换言之，同步整流脉波控制同步整流晶体管50为导通(对应于图3A-3B的时段T1)，如图4A所示，于时段T1中，功率变压器10通过二次侧绕组W2感应循环电流Is。

T2是延迟时段，如图4B所示，功率晶体管20与同步整流晶体管50 在T2时段内都是关断的。

T3是同步整流信号SG中的零电压切换脉波，如图4C所示，于时段 T3内，当同步整流晶体管50在功率晶体管20关断的期间内，第二次受控制为导通时(如T3，也就是零电压切换脉波)，能量会被储存于功率变压器10。

如图4D所示，于切换信号SW转为导通前的时段T4内(空滞时间)，功率变压器10的循环电流Ip会通过功率晶体管20的本体二极管25的导通而将寄生电容26放电。空滞时间T4的时间长度非本发明重点，而可为一预设值，其长度的选择原则是，可使得寄生电容26被放电，而使功率晶体管20于时段T5再度导通时能实现零电压切换即可。具体而言，功率变压器10的循环电流Ip乃是将功率变压器10中，于时段T3所储存的能量转换而得。

如前所述，一次侧控制电路200于时段T3中，可通过侦测一次侧功率变压器信号VDMG的峰值电压而获得零电压切换脉波的相关信息，其可被用以决定切换信号SW的导通时点。本实施例中，就一观点而言，切换信号SW的切换频率乃是由二次侧控制电路100通过产生同步整流信号SG中的零电压切换脉波(如T3)而决定。

图5显示用于本发明的零电压切换控制电路中的二次侧控制电路 (二次侧控制电路100)的一种较佳实施例示意图。二次侧控制电路100 包括SR电路110，用以根据功率变压器10的去磁时段的时间长度产生同步整流信号SSR，同步整流信号SSR是根据二次侧功率变压器信号VTR 而产生的，其中二次侧功率变压器信号VTR相关于同步整流晶体管50 的跨压，同步整流信号SSR耦接至时间-电压转换电路300而产生电压信号VTSR，电压信号VTSR的位准相关于同步整流信号SSR的时间长度，换言之，时间-电压转换电路300将一时间长度(同步整流信号SSR的时间长度)转换为电压(电压信号VTSR的位准)。在一实施例中，电压信号VTSR的位准正相关于同步整流信号SSR的时间长度。电压信号 VTSR还耦接至计时电路500以决定延迟时间T2，具体而言，计时电路 500根据电压信号VTSR而产生时间信号T2R，其中时间信号T2R用以指示所述的延迟时间T2；根据本发明，较短的同步整流信号SSR会产生较长的延迟时间T2。在一实施例中，所述的同步整流信号SSR、功率变压器10的去磁时段，以及输出电压的输出负载之间彼此为正相关。因此，如前所述，延迟时间T2随着输出电压VO减少而增加(对应于较短的同步整流信号SSR)，因此，就另一观点而言，延迟时间T2根据功率变压器10的去磁时段的时间长度(实时段T1)而决定。

请继续参阅图5，在一实施例中，电阻121与122接收并将二次侧功率变压器信号VTR分压，比较器123则于二次侧功率变压器信号VTR低于同步整流阈值VT1时产生波谷信号SV，波谷信号SV耦接至计时电路 500以产生同步整流信号SG中的零电压切换脉波，换言之，零电压切换脉波于二次侧功率变压器信号VTR低于同步整流阈值VT1时产生，由此，同步整流晶体管50也实现了零电压切换，因而可提升返驰式电源供应电路的转换效率。

请继续参阅图5，在一实施例中，波谷信号SV还耦接至计数器180，计数器180根据波谷信号SV而计数一次数(下称“第一次数”)，具体而言，计数器180用以计数波谷信号SV的发生次数，其中当第一次数超过第一次数阈值M时，二次侧控制电路100的计数器180禁止零电压切换脉波的产生。在一实施例中，M为一正整数，例如但不限于7。当第一次数超过第一次数阈值M时，代表了输出电压VO的输出负载处于非常轻载的状态下，此时二次侧功率变压器信号VTR会发生较多次或较长时间的振铃现象。在此情况下，禁止零电压切换脉波的产生，可进一步提高电源转换效率。如图5所示，本实施例中，脉波产生器700通过或门160来控制同步整流信号SG中的零电压切换脉波的产生。

请继续参阅图5，在一实施例中，二次侧控制电路100还包括误差放大器150，用以根据输出电压VO而产生反馈信号VB，在一实施例中，如图5所示，误差放大器150根据输出电压VO的分压而产生反馈信号 VB。

图6A-6B显示对应于本发明的零电压切换控制电路中的时间-电压转换电路的操作波形示意图(例如对应于图5中的时间-电压转换电路 300)。时间-电压转换电路300包括积分电路301以及取样保持电路302，本实施例中，积分电路301包括电流源310、开关320与340以及电容器 350。积分电路301用以将输入信号IN(例如对应于图5中的同步整流信号SSR)的时间长度转换为电容器350一端上的电压V350，具体而言，积分电路301通过电流源310、开关320与340以及电容器350的积分操作而实现所述的时间-电压转换。本实施例中，当输入信号IN的时间长度增长时，电压V350的峰值也会随之提高，相对地，当输入信号IN的时间长度缩短时，电压V350的峰值也会随之降低。如图6A-6B所示，取样保持电路302包括开关360以及电容器370，用以取样并保持电压V350 以产生电压信号OUT(例如对应于图5中的电压信号VTSR)。需说明的是，电压信号OUT的位准相关于输入信号IN的有效准位(例如在本实施例中为高准位)的时间长度。本实施例中，当输入信号IN的时间长度增长时，电压信号OUT的位准也会随之提高，相对地，当输入信号IN的时间长度缩短时，电压信号OUT的位准也会随之降低。清除信号CLR用以将电容器350上的电压放电。取样控制号SMP则用以控制开关360以实现前述的取样保持操作。

图7显示用于本发明的零电压切换控制电路中的计时电路的一种实施例示意图(例如对应于图5中的计时电路500)。运算放大器510与 520以漏极开路(open drain)的方式互相连接，并且在漏极开路的节点上耦接一上拉的电流源515。参考电压VMAX用以限制延迟时间T2的最小值，进而限制了切换信号SW的最高频率。阈值电压VT3用以调整延迟时间T2。需说明的是，本实施例中，当计时电路500的输入信号IN2 较高时(对应于较长的T1)，输出信号So(对应于延迟时间T2)会较短，相对地，当计时电路500的输入信号IN2较低时(对应于较短的T1)，输出信号So会较长。本实施例中，取样控制号SMP控制开关540以将电容器550预充电。本实施例中，取样控制号SMP与延迟电路580控制状态电路的重置时机，其中状态电路(例如正反器570)用以产生输出信号So。需说明的是，本文的实施例中所提到的正反器仅是用以举例而非限制，根据本发明的精神，也可以采用其他形式的状态电路实施之。

图8显示用于本发明的零电压切换控制电路中的一次侧控制电路的一种较佳实施例示意图(一次侧控制电路200)。一次侧控制电路200 包括去磁电路400，用以根据一次侧功率变压器信号VDMG而产生输出电压信号nVO，输出电压信号nVO相关于输出电压VO。此外，去磁电路400还用以根据一次侧功率变压器信号VDMG而产生变压器去磁信号SDMG，变压器去磁信号SDMG相关于功率变压器10的去磁时段。

时间-电压转换电路460根据变压器去磁信号SDMG产生电压信号 VTDMG，电压信号VTDMG的位准相关于功率变压器10的去磁时段的时间长度(例如图3A-3B中所示的T1)。在一实施例中，计时电路465 根据电压信号VTDMG决定一维持时间。在功率变压器10去磁之后，计时电路465还等待所述的维持时间，接着，计时电路465使能切换信号 SW的产生。由于延迟时间T2(用以产生同步整流信号SG中的零电压切换脉波)较维持时间短，因此同步整流信号SG中的零电压切换脉波会在切换信号SW开始之前产生。需说明的是，所述切换信号SW“开始”是指切换信号SW开始转换为有效准位的时点。

需说明的是，由于延迟时间T2大致上反向相关于功率变压器10的去磁时段的脉波宽度T1，且零电压切换脉波(T3)与切换信号SW会在延迟时间T2后相继被使能，因此，就此观点而言，二次侧控制电路100 产生零电压切换脉波同步于一次侧控制电路200产生切换信号SW，其中通过功率变压器10的去磁时段的时间长度而实现所述的同步。

时间-电压转换电路460以及计时电路465分别可以多种方式实施之，在一实施例中，时间-电压转换电路460可采用图6A的时间-电压转换电路的实施例，在一实施例中，计时电路465可采用图7的计时电路的实施例。

请继续参阅图8，在一实施例中，波谷侦测器470用以接收一次侧功率变压器信号VDMG以产生波谷信号SVP，具体而言，当一次侧功率变压器信号VDMG低于去磁阈值VTHDMG时，产生波谷信号SVP，计时电路465根据波谷信号SVP而决定是否产生切换信号SW。在一实施例中，于一次侧功率变压器信号VDMG低于去磁阈值VTHDMG前，一次侧控制电路200不启始切换信号SW，也就是，一次侧控制电路200不将切换信号SW切换至有效准位。就一观点而言，在零电压切换脉波开始之后，当一次侧功率变压器信号VDMG低于去磁阈值VTHDMG时，即表示零电压切换脉波结束。

请继续参阅图8，在一实施例中，一次侧控制电路200还包括一计数器220，用以根据波谷信号SVP而计数一次数(下称“第二次数”)，且当第二次数超过一第二次数阈值N时，一次侧控制电路200的计数器 220停止根据零电压切换脉波侦测信号产生切换信号SW(也就是，不根据零电压切换脉波侦测信号来产生切换信号SW)。在一实施例中， N为一正整数。本实施例中，就一观点而言，当第二次数超过第二次数阈值N时，表示一次侧功率变压器信号VDMG发生了过多次或过长时间的振铃现象，而这代表输出电压VO的输出负载处于非常轻载的状态下，根据本发明，在上述极轻载的状态下，切换信号SW不根据零电压切换脉波(通过前述的零电压切换脉波侦测信号)而产生；另一方面，在此情况下，切换信号SW则可由其他的控制方式产生，详述于后。

请继续参阅图8，在一实施例中，比较器210比较一次侧功率变压器信号VDMG与输出电压信号nVO以产生零电压切换脉波侦测信号(对应于例如但不限于比较器210的输出)，零电压切换脉波侦测信号根据同步整流信号SG中的零电压切换脉波切换至有效准位的时机而产生，更具体来说，当一次侧功率变压器信号VDMG高于去磁电路400的输出电压信号nVO时，产生零电压切换脉波侦测信号(请同时参阅图3A与图3B，于同步整流信号SG中的零电压切换脉波起始时，一次侧功率变压器信号VDMG上升高于输出电压信号nVO)。比较器210的输出耦接至正反器215，在功率变压器10的去磁时段之后，正反器215的输出端 (例如耦接至计时电路465)用以控制切换信号SW的启始，也就是说，于侦测到零电压切换脉波侦测信号(例如通过触发正反器215的频率输入端)之前，一次侧控制电路200不启始切换信号SW。

因此，请参照计时电路465的控制输入端IN1、IN2与IN3以及计数器220，在一实施例中，当输出电压VO的输出负载未低于轻载阈值时，在下列的条件下产生切换信号SW：(1)在侦测到零电压切换脉波侦测信号之后(输入端IN1，对应于零电压切换脉波的开始)，(2)在侦测到零电压切换脉波侦测信号之后，且波谷信号SVP产生后(输入端 IN3，对应于零电压切换脉波的结束)，(3)在计时电路465根据电压信号VTDMG等待维持时间后(IN2)以及(4)计数器220的第二次数未超过第二次数阈值N(计数器220的输出端，对应于输出电压VO的输出负载未过低)。

然而，当输出电压VO的输出负载低于轻载阈值时，在一较佳实施例中，切换信号SW则是根据另一方式产生。请继续参阅图8，在一实施例中，如图所示，一次侧控制电路200包括一振荡器800，振荡器 800用以产生一振荡信号CK，当输出电压VO的输出负载低于轻载阈值时，振荡信号CK用以决定切换信号SW的切换频率。需说明的是，时间 -电压转换电路460所产生的电压信号VTDMG对应于输出电压VO的输出负载的位准，其中电压信号VTDMG相关于根据一次侧功率变压器信号VDMG而得的去磁时段。在一实施例中，比较器221比较电压信号VTDMG与一阈值VT5，当电压信号VTDMG低于阈值VT5时，表示输出电压VO的输出负载低于轻载阈值，此时正反器225会使能振荡信号CK 以控制切换信号SW的切换频率。在一实施例中，如图8所示，振荡信号CK根据反馈相关信号VFB而产生，举例来说，如图8所示，振荡信号 CK根据电压信号VCOM而产生，其中电压信号VCOM例如相关于反馈相关信号VFB。

在一实施例中，比较器260比较反馈相关信号VFB与一阈值VT6，正反器265则根据比较器260的比较结果，在示输出电压VO的输出负载为轻载或无载的情况下，决定丛发模式(burst mode)下的切换周期(通过丛发模式控制信号BURST来控制)，其中在丛发模式下，切换信号会连续切换数个周期(丛发)，而于接着的多个周期间则保持关断。

图9A-9B显示本发明的零电压切换控制电路中，去磁电路(去磁电路400)的一种实施例与对应的操作波形示意图。本实施例中，去磁电路400根据一次侧功率变压器信号VDMG产生输出电压信号nVO以及变压器去磁信号SDMG，具体而言，本实施例中，一次侧功率变压器信号 VDMG经低通滤波后产生滤波信号VRC，接着，滤波信号VRC与一次侧功率变压器信号VDMG的比较结果用以控制脉波产生器435产生取样维持脉波，进而产生去磁电路400的输出电压信号nVO。正反器430 与延迟电路440则设置用以根据一次侧功率变压器信号VDMG与切换信号SW而产生变压器去磁信号SDMG。

图10A-10B显示本发明的零电压切换控制电路中，波谷侦测器的一种实施例(波谷侦测器470)与对应的操作波形示意图。波谷侦测器470 根据一次侧功率变压器信号VDMG而产生波谷信号SVP，本实施例中，如图10A所示，前述的去磁阈值VTHDMG相关于参考电压VRA、电阻 475的电阻值以及阈值电压VT7。请参阅图10B，将一次侧功率变压器信号VDMG与参考电压VRA的差值整流且反相后可获得内部信号 VVP。

图11A-11B显示本发明的零电压切换控制电路中，脉波产生器的一种实施例与对应的操作波形示意图(对应于图5的脉波产生器700或是图9中的脉波产生器435)。在一实施例中，如图11A-11B所示，脉波产生器700根据输入信号INx产生脉波输出信号OUTx，具体而言，本实施例中，于输入信号INx的上升缘触发产生脉波输出信号OUTx。

图12显示用于本发明的零电压切换控制电路中的振荡器的一种实施例示意图(振荡器800)。本实施例中，斜坡信号VRMP根据切换信号SW而在较高阈值VTH与较低阈值VTL之间进行斜坡振荡以产生振荡信号CK。当振荡器800应用于图8的实施例中时，电压信号VCOM例如可用以调整以下至少一种参数而控制振荡频率：电流源I1的电流位准，电流源I2的电流位准，电容器C1的电容值，较高阈值VTH及/或较低阈值VTL。

以上已针对较佳实施例来说明本发明，但以上所述，仅为使本领域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的权利范围。所说明的各个实施例，并不限于单独应用，也可以组合应用，举例而言，两个或以上的实施例可以组合运用，而一实施例中的部分组成也可用以取代另一实施例中对应的组成部件。此外，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，举例而言，分别以不同的控制方式来对应重载与轻载的操作并非必需，返驰式电源供应电路可设置为总是对应重载状况的控制方式，在此情况下，相关于轻载控制方式的相关电路可忽略。又例如，本发明所称“根据某信号进行处理或运算或产生某输出结果”，不限于根据该信号的本身，也包含于必要时，将该信号进行电压电流转换、电流电压转换、及/或比例转换等，之后根据转换后的信号进行处理或运算产生某输出结果。由此可知，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，其组合方式甚多，在此不一一列举说明。因此，本发明的范围应涵盖上述及其他所有等效变化。