阅读说明：本技术 用于电动汽车逆变器的组合型无零矢量过调制方法 (Combined zero-vector-free overmodulation method for electric vehicle inverter ) 是由 吴平仿 黄洪剑 陈双 于 2019-10-28 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种用于电动汽车逆变器的组合型无零矢量过调制方法,本方法采用调制比分度的组合型无零矢量PWM过调制策略,计算调制比参数MI<Sub>1</Sub>、MI<Sub>2</Sub>、MI<Sub>3</Sub>、MI<Sub>4</Sub>,当调制比范围0≤MI<MI<Sub>1</Sub>,运行零矢量替代PWM调制,当调制比范围MI<Sub>1</Sub>≤MI<MI<Sub>2</Sub>,运行修正零矢量替代PWM调制,当调制比范围MI<Sub>2</Sub>≤MI<MI<Sub>3</Sub>,运行最近非零矢量合成PWM调制,当调制比范围MI<Sub>3</Sub>≤MI<MI<Sub>4</Sub>,运行最近非零矢量合成PWM第一过调制区方法,当调制比范围MI<Sub>4</Sub>≤MI<1,运行最近非零矢量合成PWM第二过调制区方法。本方法可在全调制比范围内降低共模电压峰值2/3,且能有效提高输出电压约10％,实现对共模电压峰值的抑制,提升逆变器输出电压和峰值功率的能力,减少系统的振动和噪音,提升整车NVH品质。(The invention discloses a combined zero-free vector overmodulation method for an electric vehicle inverter 1 、MI 2 、MI 3 、MI 4 When the modulation ratio is in the range of 0 ≦ MI<MI 1 Run zero vector instead of PWM modulation, when the modulation ratio is in range MI 1 ≤MI<MI 2 Running a modified zero vector instead of PWM modulation when the modulation ratio is in range MI 2 ≤MI<MI 3 Running the nearest non-zero vector composite PWM modulation when the modulation ratio is in range MI 3 ≤MI<MI 4 Operating the nearest non-zero vector composite PWM first overmodulation region method when the modulation ratio range MI 4 ≤MI<1, the nearest non-zero vector composite PWM second overmodulation region method is operated. The method can reduce the common mode voltage peak value 2/3 in the full modulation ratio range and effectively improve the outputThe voltage is about 10%, the suppression to the common mode voltage peak value is realized, the ability of inverter output voltage and peak power is promoted, the vibration and noise of the system are reduced, and the NVH quality of the whole vehicle is promoted.)

用于电动汽车逆变器的组合型无零矢量过调制方法

技术领域

本发明涉及电机控制技术领域，尤其涉及一种用于电动汽车逆变器的组合型无零矢量过调制方法。

背景技术

电动汽车电机驱动逆变器输出的共模电压经电机内部的耦合电容会在永磁同步电机的转轴上产生轴电压，同时产生轴电流，对轴承进行电腐蚀，增大轴承的磨损，使轴承的故障率提高，降低轴承使用寿命；并且伴随有共模干扰现象，加重电机逆变系统的振动和噪声输出。为了减小共模电压峰值，提高电机逆变系统的可靠性，利用无零矢量PWM调制技术，在抑制共模电压峰值的同时，还可以降低共模干扰。在这个前提下，需尽可能提高电动汽车永磁同步电机驱动逆变器输出的瞬时功率峰值，满足车辆的短时加速性能，因此，须提升逆变器最大输出电压，无零矢量PWM过调制技术可以解决这一问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种用于电动汽车逆变器的组合型无零矢量过调制方法，本方法可在全调制比范围有效实现对共模电压峰值的抑制，提升逆变器输出电压和峰值功率的能力，减少系统的振动和噪音，提升整车NVH品质。

为解决上述技术问题，本发明用于电动汽车逆变器的组合型无零矢量过调制方法包括如下步骤：

步骤一、设定PWM调制的参考电压矢量V_s位于第一扇区，其合成方式按式(1)得到，

其中，T₁、T₂、T₃、T₆分别为电压矢量V₁、V₂、V₃、V₆的作用时间，T_z为PWM调制周期；

步骤二、采用零矢量替代PWM调制方法的合成电压顺序和PWM脉冲作用模式，实现零矢量替代PWM调制的PWM调制输出；

步骤三、对零矢量替代PWM调制的作用时间T₁、T₂、T₃、T₆进行修正，设逆变器有效死区时间为T_d，定义最小修正时间T_min＝2T_d，得到修正后的作用时间分别为式(2)和式(3)，

其中，式(2)为电压矢量所处位置区域为0°～30°，式(3)为电压矢量所处位置区域为30°～60°，u_sα、u_sβ为两相静止坐标系电压，U_DC为直流母线电压；

步骤四、在对电压矢量进行作用时间修正的同时，得到约束调制比参数MI₁和MI₂，其中MI₂>MI₁，当调制比范围为MI₁≤MI<MI₂，采用修正零矢量替代PWM调制，当调制比范围为0≤MI<MI₁，采用原零矢量替代PWM调制；

步骤五、当调制比范围超过MI₂时，进入最近非零矢量合成PWM调制区域，设定参考电压矢量V_s位于第二扇区，其合成方式按式(4)得到，

其中，T₁、T₂、T₃分别为电压矢量V₁、V₂、V₃的作用时间，T_z为PWM调制周期；

步骤六、采用最近非零矢量合成PWM调制方法的合成电压顺序和PWM脉冲作用模式，实现最近非零矢量合成PWM调制方法的PWM调制输出；

步骤七、对最近非零矢量合成PWM调制方法的作用时间T₁、T₂、T₃进行修正，得到修正后的作用时间为式(5)，

其中，式(5)为电压矢量所处位置区域为30°～60°，在满足上述约束条件下的最近非零矢量合成PWM调制的调制比范围为MI₂≤MI<MI₃，MI₃为线性调制比边界；

步骤八、当最近非零矢量合成PWM调制的调制比范围超过MI₃时，进入最近非零矢量合成PWM过调制作用范围，当电压矢量从线性调制区跨入过调制区后，将最近非零矢量合成PWM过调制分为第一过调制区和第二过调制区，第一过调制区采用定子电压矢量角度跟随策略，第二过调制区采用定子电压矢量角度渐进跟随策略，由此对参考电压矢量角度进行修正；

第一过调制区参考电压矢量在第一扇区的电压矢量角度修正为：

其中，V'_s1为第一过调制区参考电压矢量，θ为参考电压矢量角度，α_r为控制角；

第一过调制区控制角与调制比具有如下关系：

第二过调制区参考电压矢量在第一扇区的电压矢量角度修正为：

其中，V'_s2为第二过调制区参考电压矢量，α_h为保持角，θ'_r为修正参考电压矢量角度，对θ'_r的修正如下：

第二过调制区的保持角与调制比具有如下关系：

由式(7)和式(10)可知，控制角α_r与调制比MI为递减关系，保持角α_h与调制比MI为递增关系，当α_r＝30°时，代入式(7)，计算得调制比MI₃，当α_h＝0°时，代入式(10)，计算得调制比MI₄，MI₄即为第一过调制区与第二过调制区的分界点；

步骤九、最近非零矢量合成PWM过调制根据扇区划分规则，计算电压矢量所在扇区以及电压矢量的调制比，若调制比在MI₃≤MI<MI₄范围，根据预存的控制角α_r和调制比MI的关系f(α_r)，实时计算控制角α_r，计算当前电压矢量角度θ，结合电压矢量轨迹在各扇区的路径规划V'_s1，计算正交修正电压f_α(θ)＝V'_s1cosθ、f_β(θ)＝V'_s1sinθ，调用空间电压矢量调制算法进行三相占空比运算；若调制比在MI₄≤MI<1范围，根据预存的保持角α_h和调制比MI的关系式f(α_h)，实时计算保持角α_h，计算修正电压矢量角度θ'_r，结合电压矢量轨迹在各扇区的路径规划V'_s2，计算正交修正电压f_α(θ)＝V'_s2cosθ'_r、f_β(θ)＝V'_s2sinθ'_r，调用空间电压矢量调制算法进行三相占空比运算。

由于本发明用于电动汽车逆变器的组合型无零矢量过调制方法采用了上述技术方案，即本方法采用调制比分度的组合型无零矢量PWM过调制策略，计算调制比参数MI₁、MI₂、MI₃、MI₄，当调制比范围0≤MI<MI₁，运行零矢量替代PWM调制，当调制比范围MI₁≤MI<MI₂，运行修正零矢量替代PWM调制，当调制比范围MI₂≤MI<MI₃，运行最近非零矢量合成PWM调制，当调制比范围MI₃≤MI<MI₄，运行最近非零矢量合成PWM第一过调制区方法，当调制比范围MI₄≤MI<1，运行最近非零矢量合成PWM第二过调制区方法。本方法可在全调制比范围内降低共模电压峰值2/3，且能有效提高输出电压约10％，实现对共模电压峰值的抑制，提升逆变器输出电压和峰值功率的能力，减少系统的振动和噪音，提升整车NVH品质。

附图说明

下面结合附图和实施方式对本发明作进一步的详细说明：

图1为本方法中零矢量替代PWM调制的扇区划分示意图；

图2为本方法中零矢量替代PWM调制第一扇区脉冲作用模式及共模电压示意图；

图3为本方法中最近非零矢量合成PWM调制的扇区划分示意图；

图4为本方法中最近非零矢量合成PWM调制第一扇区脉冲作用模式及共模电压示意图；

图5为本方法中最近非零矢量合成PWM过调制第一过调制区电压矢量轨迹示意图；

图6为本方法中最近非零矢量合成PWM过调制第二过调制区电压矢量轨迹示意图；

图7为本方法中最近非零矢量合成PWM过调制控制角/保持角与调制比的关系示意图。

图8为本方法的PWM调制策略流程图。

具体实施方式

本发明用于电动汽车逆变器的组合型无零矢量过调制方法包括如下步骤：

步骤一、如图1所示，设定PWM调制的参考电压矢量V_s位于第一扇区，其合成方式按式(1)得到，

其中，T₁、T₂、T₃、T₆分别为电压矢量V₁、V₂、V₃、V₆的作用时间，T_z为PWM调制周期；

步骤二、采用零矢量替代PWM调制方法的合成电压顺序和PWM脉冲作用模式，实现零矢量替代PWM调制的PWM调制输出；

按式(1)进行电压矢量合成的方法称为零矢量替代PWM，即选择两个临近参考电压矢量所在扇区的非零相反电压矢量(如临近第一扇区的V₃和V₆)代替零矢量的作用，维持参考电压矢量所在扇区的其它合成电压矢量不变(如第一扇区的V₁和V₂)；

如图2所示，在零矢量替代PWM调制中，PWM1、PWM3、PWM5为逆变器三相上桥的PWM；u_ao、u_bo、u_co为逆变器中点到直流母线负的电压；u_ab、u_bc、u_ca为逆变器输出线电压，从图中可以看出，其共模电压峰值u_cmv可以降低到±U_DC/6，而传统的空间电压矢量调制方法，其共模电压峰值为±U_DC/2，即相对传统的SVPWM调制方法，共模电压降低了2/3；

步骤三、为避免图2中T₂较小，逆变器U、V相PWM可能存在同时切换，造成共模电压抑制失效现象，对零矢量替代PWM调制的作用时间T₁、T₂、T₃、T₆进行修正，称为修正零矢量替代PWM，设逆变器有效死区时间为T_d，定义最小修正时间T_min＝2T_d，得到修正后的作用时间分别为式(2)和式(3)，

其中，式(2)为电压矢量所处位置区域为0°～30°，式(3)为电压矢量所处位置区域为30°～60°，u_sα、u_sβ为两相静止坐标系电压，U_DC为直流母线电压；

步骤四、在对电压矢量进行作用时间修正的同时，得到约束调制比参数MI₁和MI₂，其中MI₂>MI₁，当调制比范围为MI₁≤MI<MI₂，采用修正零矢量替代PWM调制，当调制比范围为0≤MI<MI₁，采用原零矢量替代PWM调制；

步骤五、当调制比范围超过MI₂时，进入最近非零矢量合成PWM调制区域，如图3所示，设定参考电压矢量V_s位于第二扇区，其合成方式按式(4)得到，

其中，T₁、T₂、T₃分别为电压矢量V₁、V₂、V₃的作用时间，T_z为PWM调制周期；

步骤六、采用最近非零矢量合成PWM调制方法的合成电压顺序和PWM脉冲作用模式，实现最近非零矢量合成PWM调制方法的PWM调制输出；

按式(4)进行电压矢量合成的方法称为最近非零矢量合成PWM，即选择三个非零矢量来合成参考电压矢量，一个为参考电压矢量所在扇区的非零矢量(如第二扇区V₂)，以及距离该非零矢量最近的左右非零电压矢量各一个(如V₁和V₃)；

如图4所示，其共模电压峰值u_cmv降低到±U_DC/6，即相对传统的SVPWM调制方法，其共模电压也降低了2/3；

步骤七、为避免图4中T₂太小，逆变器V、W相桥臂PWM可能存在同时切换，造成共模电压抑制失效现象，对最近非零矢量合成PWM调制方法的作用时间T₁、T₂、T₃进行修正，得到修正后的作用时间为式(5)，

其中，式(5)为电压矢量所处位置区域为30°～60°，在满足上述约束条件下的最近非零矢量合成PWM调制的调制比范围为MI₂≤MI<MI₃，MI₃为线性调制比边界；

步骤八、当最近非零矢量合成PWM调制的调制比范围超过MI₃时，进入最近非零矢量合成PWM过调制作用范围，当电压矢量从线性调制区跨入过调制区后，将最近非零矢量合成PWM过调制分为第一过调制区和第二过调制区，第一过调制区采用定子电压矢量角度跟随策略，第二过调制区采用定子电压矢量角度渐进跟随策略，如图5和图6所示，图中粗实线示出了电压矢量的轨迹，由此对参考电压矢量角度进行修正；

第一过调制区参考电压矢量在第一扇区的电压矢量角度修正为：

其中，V'_s1为第一过调制区参考电压矢量，θ为参考电压矢量角度，α_r为控制角；

第一过调制区控制角与调制比具有如下关系：

第二过调制区参考电压矢量在第一扇区的电压矢量角度修正为：

其中，V'_s2为第二过调制区参考电压矢量，α_h为保持角，θ'_r为修正参考电压矢量角度，对θ'_r的修正如下：

第二过调制区的保持角与调制比具有如下关系：

由式(7)和式(10)可知，如图7所示，控制角α_r与调制比MI为递减关系，保持角α_h与调制比MI为递增关系，当α_r＝30°时，代入式(7)，计算得调制比MI₃，当α_h＝0°时，代入式(10)，计算得调制比MI₄，MI₄即为第一过调制区与第二过调制区的分界点；

步骤九、最近非零矢量合成PWM过调制根据图2所示的扇区划分规则，计算电压矢量所在扇区以及电压矢量的调制比，若调制比在MI₃≤MI<MI₄范围，根据预存的控制角α_r和调制比MI的关系f(α_r)，实时计算控制角α_r，计算当前电压矢量角度θ，结合电压矢量轨迹在各扇区的路径规划V_s'₁，计算正交修正电压f_α(θ)＝V'_s1cosθ、f_β(θ)＝V'_s1sinθ，调用空间电压矢量调制算法进行三相占空比运算；若调制比在MI₄≤MI<1范围，根据预存的保持角α_h和调制比MI的关系式f(α_h)，实时计算保持角α_h，计算修正电压矢量角度θ'_r，结合电压矢量轨迹在各扇区的路径规划V'_s2，计算正交修正电压f_α(θ)＝V'_s2cosθ'_r、f_β(θ)＝V'_s2sinθ'_r，调用空间电压矢量调制算法进行三相占空比运算。

如图8所示，本方法采用组合型无零矢量PWM过调制策略，低调制比阶段(0≤MI<MI₁以及MI₁≤MI<MI₂)使用零矢量替代的PWM调制策略以及修正的零矢量替代的PWM调制策略，中调制比阶段(MI₂≤MI<MI₃)使用最近非零矢量合成的PWM调制策略，高调制比阶段(MI₃≤MI<MI₄以及MI₄≤MI<1)使用最近非零矢量合成PWM的过调制策略，包括第一过调制区以及第二过调制区。由于零矢量替代PWM和最近零矢量合成PWM技术都避免了零电压矢量的使用，所以可以有效的抑制逆变器输出的共模电压峰值，同时最近非零矢量合成PWM技术可以降低逆变器功率损耗，而最近非零矢量合成PWM过调制技术也没有使用零电压矢量，因此不仅可以有效抑制共模电压，而且还有效的提高了逆变器输出相电压峰值。形成的组合型无零矢量PWM过调制方法，可以在全调制比范围实现对共模电压的抑制的同时，提高逆变器输出电压的能力。

本方法应用于电动汽车电机逆变驱动系统中，不仅可以在全调制比范围有效实现对共模电压峰值的抑制，而且还可以提升控制器输出电压和峰值功率的能力。当共模电压得到有效抑制后，共模电流将会降低，对抑制系统的共模干扰有显著作用，减少系统的振动和噪音，提升整车NVH品质。同时，电机的轴电压和轴电流也会降低，从而降低电机轴承的故障率。最近非零矢量合成PWM技术，可以降低逆变器切换功率损耗，其过调制技术，仅对正交电压进行修正，就可以实现过调制功能，有效的提高电机控制器输出电压和瞬时功率峰值，从而提升车辆加速性能。