阅读说明：本技术 基于mtpa无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法 (MTPA-based parameter-free position-sensing-free permanent magnet synchronous motor control method ) 是由 刘宁 郭伟 杨妍 于 2019-10-28 设计创作，主要内容包括：本发明公开了基于MTPA无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法,它含有一种电流控制模式,包括步骤1：接收用户输入给定电流Idq*和γ角,计算出Id_r*和Iq_r*；步骤2：根据Id_r*和Iq_r*在MTPA数据表查找对应的α角；步骤3：利用α角、Id_r*和Iq_r*计算出Id_Ref和Iq_Ref；步骤4：通过对电流Iq_Ref和电机实时运行的反馈电流Iq输入到PLL锁相环中获取θv,利用对电流Id_Ref和电机实时运行的反馈电流Id的PI处理获取Vq,因为在MTPA模式下,Vd＝0,Vdq＝Vq,利用θv和Vdq可以获取Vα和Vβ,从而实现对电流的控制,它算法精简,运算简单,减少芯片资源占用,降低成本,解决了在对电机电阻Rs、电感Lq、Lq和磁通λm有高度依赖性的的瓶颈问题。(The invention discloses a method for controlling a permanent magnet synchronous motor without parameter and position sensing based on MTPA, which comprises a current control mode, a step 1 of receiving given current Idq and a gamma angle input by a user and calculating Id _ r and Iq _ r, a step 2 of searching a corresponding α angle in an MTPA data table according to Id _ r and Iq _ r, a step 3 of calculating Id _ Ref and Iq _ Ref by using α angle, Id _ r and Iq _ r, and a step 4 of inputting the current Iq _ Ref and feedback current Iq operated by the motor in real time into a PLL phase-locked loop to obtain theta V and obtaining Vq by using PI processing of the current Id _ Ref and the feedback current Id operated by the motor in real time, wherein Vd is 0 and Vq, Vd is Vq, V α and V β can be obtained by using the theta V and the Vq in the MTPA mode, thereby realizing control of the current, reducing the current occupancy and the inductance dependence on the chip and reducing the cost of inductance.)

基于MTPA无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法

技术领域：

本发明涉及基于MTPA无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法。

背景技术：

目前，无位置传感器矢量控制永磁同步电机的控制方法，一般有恒力矩控制模式、或恒转速控制模式，或恒风量控制模式三种。

例如美国专利US7525269公开了无位置传感器的3相同步电机电机矢量控制器，只公开了电流力矩控制模式，进行恒力矩控制。

中国专利CN103929109(A)也公开，基于无位置传感器矢量控制永磁同步电机的恒转速控制方法。

如图1所示，一般恒力矩控制的方框图如图1所示，由于力矩T只与q轴电流有关，根据力矩计算公式T＝K*iq0，给出力矩设定值T就换算成q轴的设定电流iq0，就可以利用q轴PI电流环进行闭环控制实现恒力矩的控制。

无位置传感器矢量控制永磁同步电机的控制方法最常规的FOC理论，大多都是建立在转子坐标系(rotor frame)上的。当转子位置未知时，无位置传感器算法就会被用来估算转子位置，从而FOC理论可以继续沿用。估算转子位置采用理论与电机相关参数，数学模型复杂，运算耗时复杂，占用大量的控制芯片(微处理器MCU)资源，对微处理器MCU要求较高，成本也高。另外，FOC理论对电机参数:电机电阻Rs、电感Lq、Lq和磁通λm有高度依赖性，造成方案适应范围较窄。

发明内容

：

本发明的目的是提供基于MTPA无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法，解决现有技术中常规FOC理论估算转子位置采用理论与电机相关参数密相关，数学模型复杂，运算耗时复杂，占用大量的控制芯片资源，对微处理器MCU要求较高，成本也高的技术问题。

本发明的目的是通过以下的技术方案予以实现的。

基于MTPA无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法，其特征在于：它含有一种电流控制模式，包括如下步骤：

步骤1：接收用户输入给定电流Idq*和γ角，γ角是电流矢量Idq*与q轴的夹角，计算出Id_r*和Iq_r*，所述的Id_r*和Iq_r*是电流矢量Idq*投影在转子旋转坐标系dq中d轴的电流值和q轴的电流值，给定电流Idq*和γ角是符合MTPA模式的数据；

步骤2：根据Id_r*和Iq_r*在MTPA数据表查找对应的α角，所述的α角是转子坐标系dq与电压坐标系VdVq之间的夹角，所述的MTPA数据表是指最大力矩每安培的模式下获得的数据；

步骤3：利用α角、Id_r*和Iq_r*计算出Id_Ref和Iq_Ref,Id_Ref和Iq_Ref是电流矢量Idq*在电压坐标系VdVq中的投影；

步骤4：通过对电流Iq_Ref和电机实时运行的反馈电流Iq输入到PLL锁相环中获取θv，θv是电压矢量与静止坐标系αβ的夹角，利用对电流Id_Ref和电机实时运行的反馈电流Id的PI处理获取Vq,因为在MTPA模式下，Vd＝0,Vdq＝Vq,利用θv和Vdq可以获取Vα和Vβ，从而实现对电流的控制。

上述所述的Id_Ref和Iq_Ref是这样获得的：

Id_ref＝Id_r^*×cos(α)+Iq_r^*×sin(α)

Iq_ref＝-Id_r^*×sin(α)+Iq_r^*×cos(α)。

上述所述的步骤2的Id_r*和Iq_r*是这样计算得到：

Id_r^*＝-Idq^*×sin(γ)

Iq_r^*＝Idq^*×cos(γ)。

上述所述的MTPA数据表是通过实验获取的数据或者通过理论计算获取的数据或者是通过计算机的有限元分析软件获取的数据。

上述所述的电流控制模式中，当电压值Vq大于或等于设定的阀值Vmax时，PI调节器进入饱和状态，其电压输出被限制在Vmax，Id不再受控，此状态即为弱磁控制方式。

基于MTPA无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法，其特征在于：它含有一种速度控制模式，包括如下步骤：

步骤1：接收用户输入给定速度spd指令和γ角，使电压矢量Vdq的矢量角按给定速度spd旋转，获得θv，θv是电压矢量与静止坐标系αβ的夹角，γ角是电流矢量Idq与q轴的夹角；

步骤2：根据电机实时运行的反馈电流Id和γ角计算出Id_r*和Iq_r*，所述的Id_r*和Iq_r*是当前电流矢量Idq在转子旋转坐标系dq中d轴的电流值和q轴的电流值，Id_r*和Iq_r*是符合MTPA模式的数据，利用Id_r*和Iq_r*在MTPA数据表查找对应的β角，β是在MTPA模式下电压矢量Vdq与电流矢量Idq的夹角，使电流矢量Idq与Vd轴重合获取角度θi；

步骤3：获得θiv＝θv-θi,利用对角度β和θiv的PI处理获取电压Vq,因为在MTPA模式下，Vd＝0,Vdq＝Vq,利用θv和Vdq可以获取Vα和Vβ，从而实现对转速的控制。

上述所述的MTPA数据表是通过实验获取的数据或者通过理论计算获取的数据或者是通过计算机的有限元分析软件获取的数据。

上述所述的步骤2是将电机实时运行的反馈电流Iq作为PLL锁相环一个输入，将PLL锁相环的另一个输入Iq*设置为0，Iq*是电流矢量Idq在VdVq坐标系下Vq轴的投影，PLL锁相环输出角度θi，θi使Iq*＝0是PLL锁相环解析Iα,Iβ所产生的角度。

上述所述的θv是这样获得：

θν＝∫spd×(pole_pair×360×Δt÷60)·dt

其中：spd是速度值，Pole_pair为电机极对数，Δt是时间变量。

在速度控制模式中，当电压值Vq大于或等于设定的阀值Vmax时，PI调节器进入饱和状态，其输出被限制在Vmax，自动转换入弱磁控制方式。

本发明的与现有技术相比具有的有益效果是：

1)本发明的基于MTPA无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法不再通过用磁通观测器来解析转子位置，从而大大降低了CPU的计算时间，无位置电机控制变得更加简捷直观，电机的电流和速度控制模式同时由两路解耦的PI调节器完成，控制的稳定性和动态响应均优于多级坎套式控制回路；

2)本发明在电流和速度控制模式中，电机的优化是使其电流沿可标定的MTPA轨迹运行。电机具有满载启动功能，其运行区间包括从无BEMF至弱磁控制，功能完善。

3)本发明基于MTPA无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法，其PLSL-MTPA数学模型不再以单一的转子坐标系为前提，该算法将电机电流矢量同时投影在电流和电压坐标系上，以解析矢量夹角的方式完成无位置控制，数学模型简单，算法简单，运算简单，不占用大量的控制芯片资源，对微处理器MCU要求不高，有利于降低成本。

4)基于MTPA无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法，其PLSL-MTPA数学模型是一种无需电机参数的无位置传感器的优化电机控制技术，该技术解决了在对电机实行对无位置和优化控制中，对电机电阻Rs、电感Lq、Lq和磁通λm有高度依赖性的的瓶颈问题。

附图说明：

图1是传统无位置传感器矢量控制永磁同步电机FOC控制方框图。

图2是本发明永磁同步电机的立体图；

图3是本发明永磁同步电机的电机控制器的立体图；

图4是本发明永磁同步电机的剖视图；

图5是本发明永磁同步电机的电机控制器的原理方框图；

图6是图5对应的电路图；

图7是三相永磁同步电机的静止坐标系ABC的示意图；

图8是三相永磁同步电机的静止的正交坐标系αβ的示意图；

图9是三相永磁同步电机矢量控制的各坐标系关系图；

图10是本发明的的正交坐标系αβ与转子坐标系dq的关系图；

图11是本发明的θv、θi，θr是三个同频率的时域变量图；

图12是本发明的标示电压矢量和电流矢量的角度关系图；

图13是本发明的MTPA模式下的原理示意图；

图14是本发明电流控制模式下的原理示意图；

图15是本发明的电流控制模式下的原理方框图；

图16是本发明的速度控制模式下的原理方框图；

图17是本发明的α角与Id_r*、Iq_r*对应的分析数据图；

图18是本发明的β角与Id_r*、Iq_r*对应的分析数据图。

具体实施方式

：

下面通过具体实施例并结合附图对本发明作进一步详细的描述。

如图2、图3、图4所示，举例：假设本发明是一种三相永磁同步电机,由电机控制器2和电机单体1,所述的电机单体1包括定子组件12、转子组件13和机壳组件11，定子组件13安装在机壳组件11上，转子组件13套装在定子组件12的内侧或者外侧组成，电机控制器2包括控制盒22和安装在控制盒22里面的控制线路板21，控制线路板21一般包括电源电路、微处理器、母线电压检测电路、逆变器，电源电路为各部分电路供电，母线电压检测电路将直流母线电压Uabc输入到微处理器，微处理器控制逆变器，逆变器控制定子组件12的各相线圈绕组的通断电。

如图5、图6所示，假设3相无刷直流永磁同步电机的相线电流检测电路将各相的电流Ia、Ib、Ic输入到微处理器。交流输入(AC INPUT)经过由二级管D7、D8、D9、D10组成的全波整流电路后，在电容C1的一端输出直流母线电压Vdc bus,直流母线电压Vdc bus与输入交流电压有关，微处理器输入到逆变器的PWM信号，逆变器由电子开关管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6组成，电子开关管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6的控制端分别由微处理器输出的6路PWM信号(P1、P2、P3、P4、P5、P6)控制。

如图7所示，三相电机电流为Ia,Ib,Ic.在时域中有120度的相位角，一般称为静止坐标系。这三个时域电流量可以简化为两个正交的电流量Iα、Iβ，如图8所示。由三角矢量图来描述，见图9所示。其数学关系式为：

这就是常用的克拉克变换(Clarke Transformation)，Iα，Iβ是随时间变化的正旋电流。如果我们站在一个同频率的旋转平台去观测Iα，Iβ，引入转子旋转坐标系dq，其正旋特性就会被销除，只由相位特性得到保留。建立这个旋转平台就是常用的PARK变换(ParkTransformation：)。

I_d＝I_α*cos(θ)+I_β*sin(θ)

I_q＝I_β*cos(θ)-I_α*sin(θ)

-------(公式2)

如图10所示，在PARK变换中我们引入了变量θ。θ即为我们观测Iα，Iβ的观测方位角。当然从不同的观测方位去解析Iα，Iβ，其投影在不同的旋转平台(也就是坐标系)上的投影是不同的。一但选好了一个观测角，Park变换就将正旋Iα，Iβ变成直流Id，Iq。在无位置传感器的永磁同步电机中，该如何选择θ角成为最重要的问题，在电机控制中通常把转子磁场的北极定位0度。转子转一圈为360度，转子位置与极对数的关系如下：

θr＝Pole_pair×θ0，其中θ0为转子机械角度，Pole_pair为电机极对数。

在绝大多数无位置传感器的永磁同步电机控制中，其转子机械角度当然是未知的。算法的中心任务就是估算θr。一但估算出θr，电机的矢量控制算法就立即可实现。但传统的FOC理论的估算θr的算法极为复杂，运算时间长，数学模型复杂，高度依赖电机的参数。

本发明基于MTPA无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法【简称PLSL-MTPA算法(parameterless sensorless--MTPA)】，在PLSL-MTPA中我们用另外的方法来对Iα,Iβ进行解析。也就是说用不同的θ角来建立旋转平台来分析Iα,Iβ。在此，我们引入VdVq电压坐标系并用了锁相环逻辑，锁相环的工作原理正好与Park变换相反。后者是通过用角度将正旋量变成直流量。锁相环则是通过锁定直流量其中的一个，找出建立旋转平台的θ角来。

本发明引入θv，θi分别代表电压矢量和电流矢量与静止坐标系ABC的夹角，见图12所示。

在速度控制模式下θv是由开环速度积分得来的。它用来产生Vα,Vβ,继而生成Va,Vb,Vc.。θi锁相环解析Iα,Iβ使Iq*＝0所产生的角度。

根据上述公式2和(Id,0)＝Park转换(Iα,Iβ)byθi满足：

Id＝Iα×Cos(θi)+Iβ×sin(θi)

0＝Iβ×Cos(θi)－Iα×sin(θi)

在同步电机的理论中，θv、θi，θr是三个同频率的时域变量。以A相为例,当Va(t)超前Ia(t)β时，见图12所示：

Va(t)＝Vabc×cos(θv)＝Vabc×cos(wt+β)

Ia(t)＝Iabc×cos(θi)＝Iabc×cos(wt)

其中Vabc是A相、B相、C相绕组合成的电压矢量，IabcA相、B相、C相绕组合成的电流矢量，w是角速度，t是时间，β是A相的电压矢量Va(t)与电流矢量Ia(t)的夹角。

θv,θi，θr三者间的关系为：

β＝θv-θi-------公式3

θr＝θv-α-----公式4

θv,θi，θr是电压电流在时域上的关系见图11所示，PLSL-MTPA算法的核心就是依照上述公式3永远让θv和θi保持一个给定的β角——形成速度模式，或依照上述公式4将Iα,Iβ在电压坐标系(即VdVq坐标系)上的投影满足α角——形成电流模式。因为PLSL-MTPA始终让Vd＝0,Vdq＝Vq，形成电压，电流和转子间的矢量图见图13所示，图13是简化的PLSL-MTPA矢量图。

在图13中，可以得到角度α＝β+γ，其中，角度α是在MTPA模式下转子坐标系dq与电压坐标系VdVq之间的夹角，角度β是在MTPA模式下电压矢量Vdq与电流矢量Idq的夹角，γ是电流矢量dq与q轴的夹角。

在图14、图15中，在电压坐标系-VdVq坐标系中，始终让Vd＝0,Vdq＝Vq，在电流控制模式中，将Iα,Iβ的电流矢量Idq在q轴上的投影与电流矢量Idq在VdVq坐标系上的Vq轴的投影进行PLL锁相环处理就能获得θv，将Iα,Iβ的电流矢量Idq在d轴上的投影与电流矢量Idq在VdVq坐标系上的Vd轴的投影进行PI处理获得Vq，由于Vd＝0,Vdq＝Vq，那么利用θv和Vdq＝Vq就可将直流量转成正旋量Vα,Vβ。

如图14、图16所示，是本发明的PLSL-MTPA的另一种控制模式，即速度控制模式，其原理是：使电压矢量Vdq角度按给定速度指令spd旋转,即开环控制运行，

θν＝∫spd×(pole_pair×360×Δt÷60)·dt

其中spd是速度值，Pole_pair为电机极对数，Δt是时间变量；

PLL锁相器使Idq与Vd轴重合(即用Iq＝0)生成θi，得到角度差θiv＝θv-θi电压矢量Vdq＝PI(θiv-β),由于获得θv和Vdq就可将正旋量变成直流量获得Vα,Vβ。

上述两种控制模式的电流PI器利用角度或电流误差控制获得Vdq,其中：速度模式:

Δ＝θiv-β

电流模式：

Δ＝I_{d_ref}-I_d

而电压矢量Vdq＝PI(Δ)，Vabc由θv和Vdq生成。

这两种模式的θv和Vdq的计算方式是不同的。

本发明的PLSL-MTPA静态满载起动:用最大的电流Idq_Max启动,在低速时由于电机呈阻性状态,电流和电压同相位，这时电流PI控制器趋于最大电流饱和，Idq_Max用于驱动电机，当转速开始上升，反电动势也随之增强。这也导致电流电压差角β渐不为0。从而使电流PI控制器进入正常工作范围，Vdq和Idq差角随实际负载变化，电机电流也随之响应。起动能力取决于目标转速，速度递增斜率，电流PI增益，及最大电流限制。

常规的FOC理论大多都是建立在转子坐标系(rotor frame)上的。当转子位置未知时，无位置传感器算法就会被用来估算转子位置，从而FOC理论可以继续沿用,本发明的PLSL-MTPA控制方法与常规FOC的不同点就在于前者从一开始就脱离了对转子坐标系的依赖性，转而采用了与电机参数无关的角度转换方案并对电流电压相位角进行调节，以实现对电机的同步控制。该设计理念大大简化了无位置传感器电机控制过程。

本发明的PLSL-MTPA控制方法符合4种控制定律：

控制定律1:

在同步运行条件下，在电流矢量和电压矢量之间维持可调控夹角β，可以实现对同步电机的全面控制。该β角也就是通常所称的功率因数角。

控制定律2:

在同步运行条件下，同步电机的转子位置可以由电压矢量加一个可控夹角α来确定。该α角可能超前或滞后电压矢量。基于已给定的α角，对同步电机实施一个电压矢量，其同步条件可以持续，即同步电机可控。

控制定律3:

单位电流最大力矩MTPA控制可以将电流指令转换成α,β角度来完成。其α,β角度的生成均遵循MTPA原理，并被控制定律1和控制定律2用于对同步电机的控制。

控制定律4:

仅当电流控制指令沿MTPA轨迹,且延用MTPA准则将其转换成α,β角，由控制定律2估算的转子位置为实际电机转子位置。此时电机产生的力矩为MTPA力矩.

控制定律5:

当电机在小电流运行条件下，电压与转速的比值可近似为BEMF。同步电机运行状态可以通过将该值与阀值的比较来确定。

PLSL-MTPA的速度模式实际上是一个能带负载也能进出弱磁区的速度开环控制。除了简单可优化外，其转速和位置仅随指令变化。这种特性在拖动控制中有着广泛的应用前景。

具体实施例一：

如图14、图15所示，本发明基于MTPA无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法，其特征在于：它含有一种电流控制模式，包括如下步骤：

步骤1：接收用户输入给定电流Idq*和γ角，γ角是电流矢量Idq*与q轴的夹角，计算出Id_r*和Iq_r*，所述的Id_r*和Iq_r*是电流矢量Idq*在转子旋转坐标系dq中d轴的电流值和q轴的电流值，给定电流Idq*和γ角是符合MTPA模式的数据；

步骤2：根据Id_r*和Iq_r*在MTPA数据表查找对应的α角，所述的α角是转子坐标系dq与电压坐标系VdVq之间的夹角，所述的MTPA数据表是指最大力矩每安培的模式下获得的数据；

步骤3：利用α角、Id_r*和Iq_r*计算出Id_Ref和Iq_Ref,Id_Ref和Iq_Ref是电流矢量Idq*在电压坐标系VdVq中Vd轴和Vq轴的投影；

步骤4：通过对电流Iq_Ref和电机实时运行的反馈电流Iq输入到PLL锁相环中获取θv，θv是电压矢量与静止坐标系αβ的夹角，利用对电流Id_Ref和电机实时运行的反馈电流Id的PI处理获取Vq,因为在MTPA模式下，Vd＝0,Vdq＝Vq,利用θv和Vdq可以获取Vα和Vβ，从而实现对电流的控制。

上述的Id_Ref和Iq_Ref是这样获得的：

Id_ref＝Id_r^*×cos(α)+Iq_r^*×sin(α)

Iq_ref＝-Id_r^*×sin(α)+Iq_r^*×cos(α)。

上述的步骤2的Id_r*和Iq_r*是这样计算得到：

Id_r^*＝-Idq^*×sin(γ)

Iq_r^*＝Idq^*×cos(γ)。

上述的电流控制模式中，当电压值Vq大于或等于设定的阀值Vmax时，PI调节器进入饱和状态，其电压输出被限制在Vmax，Id不再受控，此状态即为弱磁控制方式。

上述的MTPA数据表是通过实验获取的数据或者通过理论计算获取的数据或者是通过计算机的有限元分析软件获取的数据。

实施例二：

如图14、图16所示，基于MTPA无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法，其特征在于：它含有一种速度控制模式，包括如下步骤：

步骤1：接收用户输入给定速度spd指令和γ角，使电压矢量Vdq的矢量角按给定速度spd旋转，获得θv，θv是电压矢量与静止坐标系αβ的夹角，γ角是电流矢量Idq与q轴的夹角；

步骤2：根据电机实时运行的反馈电流Id和γ角计算出Id_r*和Iq_r*，所述的Id_r*和Iq_r*是当前电流矢量Idq在转子旋转坐标系dq中d轴的电流值和q轴的电流值，Id_r*和Iq_r*是符合MTPA模式的数据，利用Id_r*和Iq_r*在MTPA数据表查找对应的β角，β是在MTPA模式下电压矢量Vdq与电流矢量Idq的夹角，使电流矢量Idq与Vd轴重合获取角度θi；

步骤3：获得θiv＝θv-θi,利用对角度β和θiv的PI处理获取电压Vq,因为在MTPA模式下，Vd＝0,Vdq＝Vq,利用θv和Vdq可以获取Vα和Vβ，从而实现对转速的控制。

上述的MTPA数据表是通过实验获取的数据或者通过理论计算获取的数据或者是通过计算机的有限元分析软件获取的数据。

上述的步骤2是将电机实时运行的反馈电流Iq作为PLL锁相环一个输入，将PLL锁相环的另一个输入Iq*设置为0，Iq*是电流矢量Idq在VdVq坐标系下Vq轴的投影，PLL锁相环输出角度θi，θi使Iq*＝0是PLL锁相环解析Iα,Iβ所产生的角度。

上述的θv是这样获得：

θν＝∫spd×(pole_pair×360×Δt÷60)·dt

其中：spd是速度值，Pole_pair为电机极对数，Δt是时间变量。

上述在速度控制模式中，当电压值Vq大于或等于设定的阀值Vmax时，PI调节器进入饱和状态，其输出被限制在Vmax，自动转换入弱磁控制方式。

MTPA数据表或者称为MTPA查找表(MTPA_Angle_Lookup),主要目的是获得图13中的α角和β角，见关系式如下：

即通过Id_r*和Iq_r*利用MTPA数据表查表获取α角和β角。

MTPA数据表可以通过实验来获得，实测电机为1/3HP，在电机试验室利用测功机进行测量，电流夹角γ测试步骤，设定电机转速＝1450rpm，设定测功机力矩间隔:10,15,20,26,31oz-in搜索最高系统效率或最大MTPA_Index，对每个测功机力矩挡位，记录Idq和γ角值:验证测试结果，从五组测试数据中针对电机转速＝1450rpm，最大输出力矩的一组数据作为MTPA数据表一项数据，见表1所示，在最大输出力矩的一组数据中有γ角、Id_r*、Iq_r*、α角、β角等数据。同理，我们也可以测量转速在

转速

力矩

γ角

Id_r*

Iq_r*

α角

β角

1450rpm

10.46

1728

500

1652

3391

13356

1450rpm

15.98

2640

1240

2344

6592

11308

1450rpm

20.94

3500

1900

2964

8640

10456

1450rpm

26.46

4483

2608

3672

10177

9988

1450rpm

31.64

5498

3356

4388

11328

9604

1400rpm

。。。

。。。

。。。

。。。

。。。

。。。

1400rpm

。。。

。。。

。。。

。。。

。。。

。。。

1400rpm

。。。

。。。

。。。

。。。

。。。

。。。

1400rpm

。。。

。。。

。。。

。。。

。。。

。。。

1400rpm

。。。

。。。

。。。

。。。

。。。

。。。

表11400rpm、1350rpm、1300rpm....等不同转速对应的最大输出力矩的一组数据，并写入到MTPA数据表中，以便查找。表1是针对转速控制模式。

对于电流控制模式，其测试的方法是大致相同，MTPA数据表可以通过实验来获得，实测电机为1/3HP，在电机试验室利用测功机进行测量，电流夹角γ测试步骤，设定电流Idq＝3.2A，设定测功机力矩间隔:12,18,24,28,33oz-in搜索最高系统效率或最大MTPA_Index，对每个测功机力矩挡位，记录Idq和γ角值:验证测试结果，从五组测试数据中针对Idq＝3.2A，最大输出力矩的一组数据作为MTPA数据表一项数据，见表2所示。

电流	力矩	γ角	Id_r*	Iq_r*	α角	β角
							3.2A	12	1455	650	2253	2351	13450
3.2A	18	2228	1440	2698	4323	12011
							3.2A	24	3400	1800	3298	6543	10244
3.2A	28	4578	2708	3789	8678	951
							3.2A	33	5677	3676	4565	10233	8867
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表2

另外，对于MTPA数据表也可以通过计算机的有限元分析软件获取，见图17和图18所示，通过计算机有限元分析获取相关的数据，图中通过坐标Id_r*的值和坐标Iq_r*的值获取α角或β角。

当然，对于MTPA数据表的数据也可以通过理论计算获取数据。

本发明的基于MTPA无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法不再通过用磁通观测器来解析转子位置，从而大大降低了CPU的计算时间，无位置电机控制变得更加简捷直观，电机的电流和速度控制模式同时由两路解耦的PI调节器完成，控制的稳定性和动态响应均优于多级坎套式控制回路；本发明在电流和速度控制模式中，电机的优化是使其电流沿可标定的MTPA轨迹运行。电机具有满载启动功能，其运行区间包括从无BEMF至弱磁控制，功能完善；本发明基于MTPA无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法，其PLSL-MTPA数学模型不再以单一的转子坐标系为前提，该算法将电机电流矢量同时投影在电流和电压坐标系上，以解析矢量夹角的方式完成无位置控制，数学模型简单，算法简单，运算简单，不占用大量的控制芯片资源，对微处理器MCU要求不高，有利于降低成本；基于MTPA无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法，其PLSL-MTPA数学模型是一种无需电机参数的无位置传感器的优化电机控制技术，该技术解决了在对电机实行对无位置和优化控制中，对电机电阻Rs、电感Lq、Lq和磁通λm有高度依赖性的的瓶颈问题。

关于本发明基于MTPA无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法中的弱磁控制与传统的FOC控制理论的弱磁控制的对比：

传统的FOC控制理论的弱磁控制是：对同步永磁电机的控制，多数是在两个区间内进行的：MTPA区间和弱磁区间。随着转速的增高在弱磁区间之外还会有最大力矩或最大电流区间，但在实际中很少用到。电机的FOC矢量控制就是对电流Id，Iq的控制。这是一个具有两维自由度的控制手段。如何分别控制Id和Iq从而让电机工作在最优状态，于是就有了MTPA理论。当进入弱磁区后，Id方向的自由度被锁定，仅剩下Iq正比于力矩输出。电机控制再无需优化。Id和弱磁的关系：应为永磁体是嵌在转子上的，转子磁场在电机旋转时会感应出一个与定子电压相抵消的反向电动势BEMF，而反向电动势BEMF是与转速成正比的。当转速高到一定成度时，BEMF会大过定子电压，造成电机无法工作在电动状态。所谓弱磁控制就是当反向电动势BEMF高到一定成度时，让Id继续往负方向增加，以此产生一个磁场专门削弱转子磁场。Id的大小取决于转速和电机负载，但最终目标是让反向电动势BEMF小于最大定子电压。

经典的弱磁控制理论：电机电磁方程：

v_ds＝r_si_ds-ω_rλ_qs＝r_si_ds-ω_rL_qi_qs

v_qs＝r_si_qs+ω_rλ_ds＝r_si_qs+ω_r(Ldi_ds+λ_PM)

由于受到电压限制，Id，Iq满足椭圆关系：

在弱磁条件下

Iq的解是唯一的：

一但有了Id,Iq就可由上式求出。

从实际测试模拟图象上看，Id,Iq在高速运行时还受到电压椭圆的限制，低速时可沿MTPA轨迹运行。Id的求解不是由公式给出的，通常是由控制逻辑(如PI调节器，查表法等)。总之，弱磁的核心就是找到Id使电压不超调，即而算出Iq,满足FOC理论，完成电流控制。

关于本发明基于MTPA无参数无位置传感的永磁同步电机控制方法,即PLPS-MTPA控制方法是在弱磁控制上有很大不同。弱磁控制不再是以找Id为核心，而是直接控制电压，只要把Vdq(Vdq＝Vq,Vd＝0)限制在直流母线电压Vdc_Bus以内，由此而产生的Id完全由逆变器吸收，继续控制电流电压相位角产生所需力矩。该策略完全满足弱磁理论，但实现手段大大简化，而且控制更平稳。

以上实施例为本发明的较佳实施方式，但本发明的实施方式不限于此，其他任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。