一种射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路
阅读说明：本技术 一种射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路 (Compensation circuit for amplitude modulation of radio frequency power amplifier ) 是由 奕江涛 苏强 温华东 于 2019-09-26 设计创作，主要内容包括：本申请实施例提供一种射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路,所述射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路包括：第一偏置电路、功率放大器、以及位于所述第一偏置电路和所述功率放大器之间的补偿电路；其中,所述补偿电路包括二极管检波电路和前馈放大器,用于对幅度调制对幅度调制AM-AM失真进行补偿。(The embodiment of the application provides a compensation circuit of amplitude modulation of a radio frequency power amplifier, and the compensation circuit of amplitude modulation of the radio frequency power amplifier comprises: a first bias circuit, a power amplifier, and a compensation circuit between the first bias circuit and the power amplifier; the compensation circuit comprises a diode detection circuit and a feed-forward amplifier and is used for compensating amplitude modulation AM-AM distortion for amplitude modulation.)
技术领域
本申请涉及电子电路领域，尤其涉及一种射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路。
背景技术
在移动通讯系统中，前端射频功率放大器(简称功率放大器)的效率和线性功率直接影响基站和终端设备的能耗和通信质量，终端设备的上行调制信号被前端射频功率放大器放大后的输出功率和相邻频道泄漏比(Adjacent Channel Leakage Ratio，ACLR)指标必须满足各种移动通信协议的要求。在无记忆效应系统中，功率放大器的ACLR性能可以用功率放大器的幅度调制对幅度调制(Amplitude Modulation-Amplitude Modulation，AM-AM)失真和幅度调制对相位调制(Amplitude Modulation-Phase Modulation，AM-PM)失真来表征。AM-AM失真和AM-PM失真随输入信号变化的变化率越大，功率放大器的输出信号的ACLR越差。AM-AM失真的来源主要是功率放大器的晶体管电压输入电流输出特性在大幅度信号输入的情况下呈现出非线性特性，随着功率放大器输入驱动功率的增加，功率放大器会出现增益压缩，导致频谱扩散，ACLR恶化。
发明内容
为解决上述技术问题，本申请实施例提供了一种射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路。
本申请实施例提供一种射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路，其特征在于，所述射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路包括：第一偏置电路、功率放大器、以及位于所述第一偏置电路和所述功率放大器之间的补偿电路；其中，
所述补偿电路包括二极管检波电路和前馈放大器，用于对AM-AM失真进行补偿。
在本申请一可选实施方式中，所述二极管检波电路包括：第一晶体管、以及与所述第一晶体管并联的第一电阻；其中，
所述第一晶体管的栅极和漏极短接，并均与所述第一偏置电路连接；所述第一晶体管的源极与所述功率放大器的第一端连接，所述功率放大器的第一端为所述功率放大器中的第二晶体管的栅极。
在本申请一可选实施方式中，所述前馈放大器包括：第一电容、第三晶体管以及第二电容；其中，
所述第一电容的第一端与射频输入端连接，所述第一电容的第二端与所述第三晶体管的栅极连接；所述第三晶体管的源极与地端连接，所述第三晶体管的漏极与所述第二电容的第一端连接，所述第二电容的第二端与所述第一晶体管的漏极连接。
在本申请一可选实施方式中，所述前馈放大器还包括第二偏置电路，用于为所述第三晶体管提供偏置电流；其中，
所述第二偏置电路与所述第三晶体管的栅极连接。
在本申请一可选实施方式中，所述前馈放大器还包括电压源、以及与所述电压源串联的第二电阻；其中，
所述第二电阻连接所述第三晶体管的漏极，用于为所述第三晶体管提供漏极偏置电压。
在本申请一可选实施方式中，所述二极管检波电路中的所述第一电阻为可变电阻。
在本申请一可选实施方式中，所述前馈放大器的放大倍数为可调放大倍数。
在本申请一可选实施方式中，所述前馈放大器中的所述第三晶体管的参数可调；和/或，
所述前馈放大器中的所述第二偏置电路的参数可调。
在本申请一可选实施方式中，所述第二偏置电路的参数可调，至少包括：
所述第二偏置电路中的第一电流源的电流参数可调。
在本申请一可选实施方式中，所述补偿电路还包括电路开关，所述电路开关的两端与所述第一晶体管的两端并联。
在本申请一可选实施方式中，所述功率放大器包括一个第二晶体管；或者，
所述功率放大器包括多个第二晶体管，所述多个第二晶体管之间形成叠管结构。
本申请实施例的技术方案中，射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路，包括：第一偏置电路、功率放大器、以及位于所述第一偏置电路和所述功率放大器之间的补偿电路；其中，所述补偿电路包括二极管检波电路和前馈放大器，用于对AM-AM失真进行补偿。采用本申请实施例的技术方案，在功率放大器之前引入补偿电路，通过该补偿电路中的二级管检波电路能够实现在功率放大器的输入信号幅度变大的情况下，通过提高功率放大器的偏置电流(电压)来补偿因AM-AM失真出现的增益压缩。另一方面，通过该补偿电路中的前馈放大器能够满足移动通信协议对功率放大器建立时间的要求。本申请实施例的射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路实现相对简单，设计灵活，通过调整补偿电路中的参数可以实现AMAM编程可调，适用性好，且易集成，成本低。
附图说明
图1为基于二极管检波的AM-AM补偿电路的电路示意图；
图2为原始电路与AM-AM补偿电路的对比示意图；
图3为基于图1所示的AM-AM补偿电路中Vin直流电平随着输入功率Pin的变化示意图；
图4为基于图1所示的AM-AM补偿电路的增益压缩补偿效果示意图；
图5为本申请实施例的射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路的组成结构示意图；
图6为本申请实施例的射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路的电路示意图一；
图7为本申请实施例的射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路的电路示意图二；
图8为本申请实施例的射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路的电路示意图三；
图9为本申请实施例的射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路的电路示意图四；
图10为本申请实施例的射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路的电路示意图五。
具体实施方式
为便于理解本申请实施例的技术方案，以下对本申请实施例的相关技术进行说明。
在设计放大器时，会根据移动通讯系统所采用的非恒包络调制信号的信号峰均比(Peak-to-Average Ratio，PAR)值(出现概率为0.01％的峰值功率与总的平均功率的比)来决定功率放大器的线性功率(无失真或弱失真功率)到饱和功率的差值。该差值的选取需要在功率放大器的ACLR性能和效率之间做折中；若取值过大，一般需要降低放大器负载阻抗来实现，输出信号的ACLR性能远能满足协议要求，但功率放大器的工作电流大，效率低；若取值过小，可以提高功率放大器的负载阻抗，降低功率放大器消耗的电流，但过早出现的增益压缩，会导致高于平均功率的部分信号会失真，ACLR性能不能满足协议要求。
在兼顾效率的同时降低功率放大器的增益压缩对输出信号的ACLR性能的影响的方法有很多种，如包络跟踪，数字预失真等数字补偿方法，这些方法效果好，但需要外部芯片配合，成本高，控制复杂。另一种方法是，在功率放大器前端加入AM-AM补偿电路，在功率放大器的输入信号幅度变大的情况下，通过提高功率放大器的偏置电流(电压)来补偿因AM-AM失真出现的增益压缩，这种方法电路相对简单，效果较好，容易集成，成本很低。
一种基于二极管检波的补偿电路如图1所示，在N型金属-氧化物-半导体(N-Metal-Oxide-Semiconductor，NMOS)管M1，滤波电容C1，隔离电阻R1和电流源Ib组成的偏置电路中加入NMOS管D1，D1的栅极和漏极短接，作为二极管使用，将节点电压Vg和Vd隔开，在大信号输入时D1的检波效果会对Vin电压起到抬升作用，来补偿大信号下放大器M2的增益压缩。
图1所示的补偿电路的原理如下：静态电流条件下，由于D1存在漏电，时间足够长，最终Vg＝Vd＝Vin＝Vin0；在功率放大器工作时，当射频信号摆幅为负，Vin的反向摆幅超过D1的阈值电压Vth，D1导通，将Vin的电压钳位Vin0-Vth，使Vin不能再往低下摆，而当射频信号摆幅为正，Vin的正向摆幅不受D1的限制。经过几个射频周期稳定后，Vin的正向摆幅要高于负向摆幅，如图2所示。由傅里叶分析可知，该Vin波形DC分量会比初始Vin要高，Vin电压抬升到Vin1。当输入信号功率Pin越大，Vin电压摆幅越大，二极管D1的检波效果越明显，VinDC电平被提升的越高，如图3所示，增益压缩补偿效果如图4所示。
图1所示的补偿电路存在一个严重的问题，即静态电流建立时间过长；由电路分析可知，Vin的建立时间取决与该节点的RC常数(过渡反应的时间过程的常数)，其中，节点电阻Rnet＝(D1的截止等效电阻Requ+隔离电阻R1)，通常D1截止等效电阻Requ很大，约0.5x109ohm，节点电容Cnet1＝(功率管M2栅极电容等效Cgate+滤波电容C1)≈4pF，时间常数约为2ms，按4倍的时间常数估算，建立时间约为8ms，而移动通信协议中要求功率放大器的上升沿建立时间≤10us，该电路远远达不到协议要求，无法直接在射频功率放大器中使用。为此，提出了本申请实施例的以下技术方案。
图5为本申请实施例的射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路的组成结构示意图。如图5所示，该射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路包括：第一偏置电路51、功率放大器52、以及位于所述第一偏置电路51和所述功率放大器52之间的补偿电路53；其中，
所述补偿电路53包括二极管检波电路531和前馈放大器532，用于对AM-AM失真进行补偿。
本实施例的技术方案中，在第一偏置电路和功率放大器之间设置包括二极管检波电路和前馈放大器的补偿电路，通过该补偿电路中的二级管检波电路能够实现在功率放大器的输入信号幅度变大的情况下，通过提高功率放大器的偏置电流(电压)来补偿因AM-AM失真出现的增益压缩。另一方面，通过该补偿电路中的前馈放大器能够满足移动通信协议对功率放大器建立时间的要求。
需要说明的是，本申请实施例中的补偿电路由于可以补偿因AM-AM失真出现的增益压缩，因而也可以称为AM-AM补偿电路。
以下结合具体电路结构对本申请实施例的射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路进行举例说明，需要说明的是，以下实施例仅作为举例说明，并不会限定本申请实施例的保护范围。
图6为本申请实施例的射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路的电路示意图一，如图6所示，该射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路包括：第一偏置电路61、功率放大器62、以及位于所述第一偏置电路61和所述功率放大器62之间的补偿电路63；其中，
所述补偿电路63包括二极管检波电路和前馈放大器，用于对AM-AM失真进行补偿。
在一种可选实施方式中，所述补偿电路63中的二极管检波电路包括：第一晶体管D1、以及与所述第一晶体管D1并联的第一电阻R2；其中，所述第一晶体管D1的栅极和漏极短接，并均与所述第一偏置电路61连接；所述第一晶体管D1的源极与所述功率放大器62的第一端连接，所述功率放大器62的第一端为所述功率放大器62中的第二晶体管M2的栅极。
在一种可选实施方式中，所述补偿电路63中的前馈放大器包括：第一电容Cb2、第三晶体管M3以及第二电容Cb3；其中，所述第一电容Cb2的第一端与射频输入端RFin连接，所述第一电容Cb2的第二端与所述第三晶体管M3的栅极连接；所述第三晶体管M3的源极与地端连接，所述第三晶体管M3的漏极与所述第二电容Cb3的第一端连接，所述第二电容Cb3的第二端与所述第一晶体管D1的漏极连接。
在一种可选实施方式中，所述补偿电路63中的前馈放大器还包括第二偏置电路，用于为所述第三晶体管M3提供偏置电流；其中，所述第二偏置电路与所述第三晶体管M3的栅极连接。
在一种可选实施方式中，所述前馈放大器63还包括电压源VCC1、以及与所述电压源VCC1串联的第二电阻R3，用于为所述第三晶体管M3提供漏极偏置电压；其中，所述第二电阻R3连接所述第三晶体管M3的漏极。
在一种可选实施方式中，所述第一偏置电路包括第一电流源Ib1、第四晶体管M1、第三电容C1和第三电阻R1。
在一种可选实施方式中，所述第二偏置电路包括第二电流源Ib2、第五晶体管M4、第四电容C2和第四电阻R4。
在一种可选实施方式中，所述功率放大器包括第二晶体管M2、第五电容Cb1和第六电容Cb2。
基于以上电路结构可知，补偿电路由以下两部分组成：
第一部分(二极管检波电路)：具体实现时，通过二极管接法的NMOS管D1(即第一晶体管D1)和并联隔离电阻R2(即第一电阻R2)组成二极管检波电路，其中，R2可以有效地降低D1的等效直流电阻，降低偏置电路节点总电阻，能显著改善静态电流建立时间。
第二部分(前馈放大器)：具体实现时，通过隔直电容Cb2(即第一电容Cb2)，NMOS放大管M3(即第三晶体管M3)和前馈电容Cb3(即第三晶体管M3)组成前馈放大器。进一步，前馈放大器的偏置电流由电流源Ib2(即第二电流源Ib2)，NMOS管M4(即第五晶体管M4)，滤波电容C2(即第四电容C2)和射频隔离电阻R4(即第四电阻R4)组成的第二偏置电路提供；前馈放大器的漏极偏置电压由电压源VCC1和偏置电阻R3(即第二电阻R3)提供；前馈放大器可以有效增强D1的检波效果，有效弥补隔离电阻R2引入的影响。
上述射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路的工作原理如下：
当射频输入端RFin的射频电压摆幅为正，幅度为Vp，一部分射频电压经过隔值电容Cb2馈入到前馈放大器中的M3的栅极，而前馈放大器为共源放大器，M3的漏极的射频电压摆幅会被反向为负，经过前馈电容Cb3后，节点Vd的射频电压摆幅仍为负，而M2的栅极射频电压Vin的摆幅仍为正，NMOS管D1的栅极电压比源极电压低于Vp，R1(即第三电阻R1)取值一般在20kohm，隔离Vd射频信号对Vg电压的影响，而隔离电阻R2取值一般在5kohm左右，远小于D1的等效电阻，Vin正向电压摆幅会受R2和Cb3通路电荷泄放的影响，摆幅上限会受限制。
当射频输入端RFin的射频电压摆幅为负，幅度为Vp，一部分射频电压经过隔值电容Cb2馈入到前馈放大器中的M3的栅极，M3的漏极的射频电压摆幅会被反向为正，经过前馈电容Cb3后，节点Vd的射频电压摆幅为正，而M2的栅极射频电压Vin的摆幅仍为负，NMOS管D1的栅极电压比源极电压高于Vp，D1导通，将Vin钳位在(Vp+Vin0)-Vth，高于现有电路的Vin0-Vth，提高了负向摆幅的下限；选取合适的电路参数，使前馈放大器通过D1对Vin的负向摆幅的提升强于受R2、R1和偏置管M1通路的电荷泄放对Vin正向摆幅的限制，达到对放大管M2栅极直流电压的抬升目的，起到了补偿大信号增益的作用。该电路的静态电流建立时间取决于节点时间常数RC。
其中节点电阻Rnet2＝隔离电阻R1+R2＝25kohm；
节点电容Cnet2＝C1+Cb3+Cb1+Cgate≈2pF+2pF+4pF+2pF＝10pF，时间常数约为250ns，按4倍的时间常数估算，建立时间在1us左右，满足协议对功率放大器建立时间的要求。
本申请实施例的技术方案，在第一偏置电路和功率放大器之间设置包括二极管检波电路和前馈放大器的补偿电路，通过该补偿电路中的二级管检波电路能够实现在功率放大器的输入信号幅度变大的情况下，通过提高功率放大器的偏置电流(电压)来补偿因AM-AM失真出现的增益压缩。另一方面，通过该补偿电路中的前馈放大器能够满足移动通信协议对功率放大器建立时间的要求。本申请实施例的射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路实现相对简单，设计灵活，通过调整补偿电路中的参数可以实现AMAM编程可调，适用性好，且易集成，成本低。
可选地，在图6中，二极管检波电路中的第一电阻R2为可变电阻，从而形成如图7所示的电路结构，通过改变R2的阻值，实现AM-AM补偿开启的功率点和补偿幅度编程可控，达到增加电路的适用性和灵活性目的。
可选地，在图6中，射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路中的前馈放大器的放大倍数为可调放大倍数，其中，所述前馈放大器中的所述第三晶体管M3的参数可调；和/或，所述前馈放大器中的所述第二偏置电路中的第一电流源Ib2的电流参数可调，从而形成如图8所示的电路结构，通过改变前馈放大器的放大倍数方法，来实现AM-AM补偿开启的功率点和补偿幅度编程可控。
可选地，在图6中，射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路的补偿电路还包电路开关S1，所述电路开关S1的两端与所述第一晶体管D1的两端并联，从而形成如图9所示的电路结构，可以通过开关S1选择是否启用补偿电路，S1断开，补偿电路起作用，S1闭合，补偿电路不起作用。
可选地，在图6中，射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路的功率放大器包括一个第二晶体管M2；或者，对第二晶体管M2的数量进行扩展，所述功率放大器包括多个第二晶体管M2，所述多个第二晶体管之间形成叠管结构，从而形成如图10所示的电路结构，其中，第二晶体管M2的数目为n，n为大于等于2的整数，图10给出的n个M2包括M21、M22、……、M2n，这n个M2之间形成叠管结构。
需要说明的是，本申请实施例中的晶体管的类型不只限于NMOS管，还可以是其他类型的功率晶体管，如异质结双极晶体管(Heterojunction Bipolar Transistor，HBT)双极结型晶体管(Bipolar Junction Transistor，BJT)等种类。
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。