阅读说明：本技术 一种双三相无刷直流电机的飞轮储能系统及其控制方法 (Flywheel energy storage system of double three-phase brushless direct current motor and control method thereof ) 是由 林海 莫乾坤 于 2019-11-04 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种双三相无刷直流电机的飞轮储能系统及其控制方法,双三相无刷直流电机包括六路绕组,两组三相绕组之间通过双向晶闸管连接,两组绕组间相差30度的电角度；双向晶闸管实现一组三相绕组和一组三相逆变器连接,组成第一逆变电路和第二逆变电路；三相逆变器组的每一桥臂与一相绕组之间连接一个断路器QF和熔断器FU,直流母线中分别设置继电器K1,K2闭合触点；能量回馈中采用BOOST电路通过控制开关管实现直流侧电压稳定,在BOOST电路中设置继电器K3,K4常开触点,当绕组电压达到给定值时,继电器K3,K4常开触点闭合,继电器K1,K2闭合触点断开,实现能量切换。本发明适合大容量储能,功率大,使用寿命长,充放电速度快。(The invention discloses a flywheel energy storage system of a double three-phase brushless direct current motor and a control method thereof, wherein the double three-phase brushless direct current motor comprises six windings, two groups of three-phase windings are connected through a bidirectional thyristor, and the two groups of windings have an electric angle difference of 30 degrees; the bidirectional thyristor realizes the connection of a group of three-phase windings and a group of three-phase inverters to form a first inverter circuit and a second inverter circuit; a breaker QF and a fuse FU are connected between each bridge arm and one phase winding of the three-phase inverter group, and relays K1 and K2 are arranged in a direct current bus respectively to close contacts; the direct current side voltage stabilization is realized by adopting a BOOST circuit through a control switch tube in energy feedback, relays K3 and K4 normally open contacts are arranged in the BOOST circuit, when the winding voltage reaches a given value, the normally open contacts of the relays K3 and K4 are closed, the closed contacts of the relays K1 and K2 are opened, and energy switching is realized. The invention is suitable for large-capacity energy storage, and has the advantages of large power, long service life and high charging and discharging speed.)

一种双三相无刷直流电机的飞轮储能系统及其控制方法

技术领域

本发明属于电机控制技术领域，具体涉及一种双三相无刷直流电机的飞轮储能系统及其控制方法。

背景技术

能源一直是人类发展的主要问题。在开发利用传统能源和新能源的过程中，储能技术的发展将缓解能源生产与能源消耗之间的矛盾。水力发电负责调整峰值电压，调整频率和动力储备等任务，减少火电资源的过度使用，降低电网成本，提高电网的可靠性。飞轮储能单元并联运行技术的发展将应用于大电网储能领域，随着电网的研究，建设基于储能技术的分布式能源系统，开发储能技术势在必行。

按储能形式分为三大类：1)飞轮储能，压缩空气储能，抽能储能等机械储能；2)超级电容储能，超导储能等电能储存；3)铅酸电池，锂离子电池，钠硫电池，氧化还原液流电池等化学储能。

在上述储能技术中，那些在工程中应用的储能技术相对比较成熟，抽水蓄能和化学电池储存。抽水蓄能综合效益低，要求高。化学电池被广泛使用，但是存在充放电次数，对环境的污染以及高的工作温度要求等限制。另一方面，近年来，开发先进的复合材料，大功率电力电子器件，低损耗先进轴承和高速永磁电机的高效率，长寿命的飞轮储能系统的发展注入了新的活力。飞轮储能系统具有高功率密度大、能量密度高、安装维护方便、对环境无害、使用寿命长对充放电次数几乎没有限制，比化学电池储能技术更优越。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种双三相无刷直流电机的飞轮储能系统及其控制方法，提高飞轮储能系统充放电的效率。

本发明采用以下技术方案：

一种双三相无刷直流电机的飞轮储能系统，包括双三相无刷直流电机和BOOST电路，双三相无刷直流电机包括六路绕组，以三路绕组组成一组三相绕组；两组三相绕组之间通过双向晶闸管连接，两组绕组间相差30度的电角度；双向晶闸管实现一组三相绕组和一组三相逆变器连接，组成第一逆变电路和第二逆变电路；三相逆变器组的每一桥臂包括两个串联的功率MOS开关管，连接点为桥臂中点，每个桥臂与一相绕组之间连接一个断路器QF和熔断器FU，直流母线中分别设置继电器K1，K2闭合触点；能量回馈中采用BOOST电路通过控制开关管实现直流侧电压稳定，在BOOST电路中设置继电器K3，K4常开触点，当绕组电压达到给定值时，继电器K3，K4常开触点闭合，继电器K1，K2闭合触点断开，实现能量切换。

具体的，BOOST电路中，当开关管V导通时，电源的能量流向电感L，同时电容C上的电压向电网供电；当开关管V处于关断状态时，不输出能量；开关管V通过检测绕组端电压与指定电压做比较，误差经过PI调节后与三角波载波做比较生成PWM信号，用于调节开关管V的占空比实现稳定直流电压输出。

具体的，逆变器包括A组和B组，A组逆变器包括三个桥臂，逆变器桥臂La包括功率开关管S1和功率开关管S2，桥臂与绕组之间连接断路器QF1和熔断器FU1；逆变器桥臂Lb包括功率开关管S3和功率开关管S4，桥臂与绕组之间连接断路器QF2和熔断器FU2；逆变器桥臂Lc包括功率开关管S5和功率开关管S6，桥臂与绕组之间连接断路器QF3和熔断器FU3；

B组逆变器包括三个桥臂，逆变器桥臂Lx包括功率开关管S7和功率开关管S8，桥臂与绕组之间连接断路器QF4和熔断器FU4；逆变器桥臂Ly包括功率开关管S9和功率开关管S10，桥臂与绕组之间连接断路器QF5和熔断器FU5；逆变器桥臂Lz包括功率开关管S11和功率开关管S12，桥臂与绕组之间连接断路器QF6和熔断器FU6，串联后的功率开关管两边连接点分别连接直流电源的正负极。

进一步的，A组逆变器中，检测定子的三相电流，然后坐标变换成两相坐标下的电流值，通过矢量控制后得到交直轴电压，通过坐标变换得到α-β轴上的电压值，通过空间矢量脉宽调制后输出PWM1信号产生六路信号分别控制对应的六个开关管；

B组逆变器中，通过电压参考信号U_dc ^*与实际检测的U_dc进行比较，得出差值进行PI调节，电压PI调节的输出量为电流环的给定值，与电流反馈值进行比较，得出的差值再进行PI调节，通过解耦坐标变换后再与三角波比较产生触发脉冲信号PWM2信号，产生六路信号分别控制对应的六个开关管。

具体的，双向晶闸管的控制为：通过电压传感器检测三相绕组(u_a,u_b,u_c)与给定一阈值电压的比较得到双向晶闸管VS的信号F_U，具体为：

当逆变器正常工作时，F_u＝1，系统工作在传统十二个开关逆变器供电方式，首先双向晶闸管VS接受到正向电压信号导通，变成双三相电机。

本发明的另一个技术方案是，双三相无刷直流电机的飞轮储能系统的控制方法，包括：

充电状态，外部电源通过电力电子转换器为电动机/发电机供电，电动机/发电机作为电动机运行，且飞轮转子被驱动加速，当转子的转速达到最大工作转矩时，功率电子装置产生控制信号来控制驱动电机，电机带动飞轮运行并实现充电；

放电状态，电动机/发电机作为发电机运行，飞轮转子减速，机械能由发电机转换成电能，电力电子转换器调整发电机输出的母线电压，使其始终保持恒定电压；

保持状态，飞轮系统处于能量保持阶段。它既没有能量的前向流动也没有能量的逆向流动，在这种模式下，系统以最小的损失运行；

检测电压传感器检测三相绕组(u_a,u_b,u_c)与给定电压值u_o的比较，当u_a,u_b,u_c逐渐上升到u_o时，为充电状态；当u_o值逐渐下降到设定值时，为放电状态，工作模式判断为：

当电流传感器检查到与该故障桥臂相连的电枢绕组的端口故障作出故障判断后，并通过控制PWM1/PWM2模块控制信号控制逆变器A组/B组六个开关管同时关断，停止工作。

具体的，充电过程中，通过检测反电动势的过零点发出六路PWM驱动信号，经过功率放大后驱动功率开关管，使电机达到最高转速而处于保持阶段；控制策略是将位置的速度ω^*与实际估算的ω进行比较，得出差值，然后再让它们的差值通过PI控制器得到q轴的电流信号i_q ^*，同时将d轴的给定参考信号为零；通过坐标变换以后变成电流分量i_d和i_q，与其参考信号i_d ^*,i_q ^*进行比较，通过电流控制器解耦后，输出电压信号u_d ^*和u_q ^*，通过坐标变换后，控制信号由SVPWM控制产生，实现充电过程。

进一步的，具体步骤为：

S101、电机的给定转速ω*与实际转速ω经过相减数学运算后得到速度误差e_ω，速度误差e_ω经转速PI调节器后输出给定电流

S102、将参考直流电流信号和参考交流电流信号以及直流电流、交流电流i_d,i_q计算电流偏差e_d,e_q经两个电流PI调节器后输出参考直流电压

和直流交轴电压

S103、根据电流传感器检测电机的定子绕组电流i_a,i_b计算两相旋转坐标系下的电流i_d,i_q，对计算得到的参考电压

计算三相旋转坐标系下的参考电压

S104、确定参考电压向量所在区间的方向，然后利用相邻的两个电压向量和适当的扇形零向量合成参考电压向量，实现SVPWM信号的调制。

具体的，放电状态中，采用双闭环控制系统，外环是电压调节环，在电压调节器中对交轴电流分量i_q ^*限制，电流内环按电压环输出的电流进行电流控制，通过解耦坐标变换后再与三角波比较产生触发脉冲信号PWM2模块；实现放电过程。

进一步的，具体步骤如下：

S201、PWM2模块把测量得到的三相静止坐标系变换到同步旋转的两相坐标，电流值通过坐标变换后变成电流分量i_d和i_q；

S202、采用直接电流控制策略，电压外环跟踪系统控制给定的参考信号与实际值比较经过PI调节器输出电流实现定直流电压；

S203、电流内环按电压环的输出的电流进行电流控制，经过解耦坐标变换后再与三角波比较产生触发脉冲信号控制变换器的导通和关断；

S204、在放电过程中，机械能转换成电能，逆变器后的Boost电路升压后给直流负载供电，将检测绕组端电压与指定电压做比较，误差经过PI调节后与三角波载波做比较生成PWM信号来调节V的占空比，调节输出直流电压。

与现有技术相比，本发明至少具有以下有益效果：

本发明一种双三相无刷直流电机的飞轮储能系统，由于飞轮储能系统的放电过程中，电网不供电，电机的速度逐渐下降，没达到要求的放电深度，电机端电压逐渐下降，因此需要在负载前加上Boost升压电路，同时为了稳定给电网输出电压，请根据权利要求1的内容补充说明整个储能系统设置的好处和优点。

进一步的，分析了BOOST电路中开关管V的控制信号，通过检测绕组端电压与指定电压做比较，误差经过PI调节后与三角波载波做比较生成PWM信号，采用这种方式比传统的直流升压变比范围很大的提高，并且由于开关管的数量只有一个，从而有效的降低电路的损耗，保证逆变器的工作效率，有利于提高整个飞轮储能系统的效率。

进一步的，分析了双向逆变器采用六个MOS功率开关管组成的全桥可控性电路，作用是在充电时将直流电逆变成120度的方波电流驱动无刷直流电机，在发电状态时进行AC/DC变换将方波电动势转换成直流。

进一步的，分析了双三相电机的两组三相绕组之间连接了一个双向晶闸管VS，实现中性点隔离，有效提高抗干扰性，两组绕组间相差30度的电角度。当VS导通时，实现一组绕组和逆变器进行充放电操作，另一组绕组和和逆变器进行也可实现充放电操作。当VS关断时，实现系统变成两套三相电机，一套能正常充放电操作，一套不工作。当一组逆变器故障的时候，另一组可以正常的实现能量转换，当有故障发生时能实现系统的故障亢余。达到替换故障组工作的目的，实现系统正常储能的工作。

本发明一种双三相无刷直流电机的飞轮储能系统的控制方法，通过对直流电机的驱动飞轮，在不增加母线的电压和电流的条件下提高飞轮储能系统的充放电功率，通过降低低次谐波含量，减小电机转子损耗，提高系统的效率，实现多项电机与飞轮储能系统的结合，对直流电机结构组成以及飞轮储能系统的应用前景。

进一步的，考虑到飞轮储能系统的转动惯量大，充电时间比较长的特性，采用电流滞环跟踪的PWM控制方式减少了充电时间和能消除无刷直流电机由于尖峰电流而引起的电磁转矩波动，减小系统的充电时的噪声。

进一步的，分析了在放电过程中采用矢量控制来实现，无刷电机通过三相逆变器实现能量回馈，由于放电状态时电能是随着转速的变化而变化，想要有电能更好的利用，保证转换的直流电压保持不变，需在逆变器后加入一个BOOST电路能更好的稳定直流母线电压，这种方式的优点是控制方式比较容易。

综上所述，本发明适合大容量储能，具有功率大，使用寿命长，充放电速度快的优点，有着非常广阔前景，所以要对飞轮储能充放电控制进行研究。

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

图1为本发明的无刷直流电机的绕组结构图；

图2为本发明的飞轮储能系统的工作原理图；

图3为本发明的飞轮系统充电储能双闭环控制系统图；

图4为本发明的飞轮系统放电双闭环的控制系统图；

图5为本发明的储能系统充电的电路原理图；

图6为本发明的双三相电机的储能系统主电路图；

图7为飞轮储能系统充电模型图；

图8为充电仿真数据图，其中，(a)为转速N＝1000r/min的变换，(b)为N＝1000r/min电磁转矩T_e变换，(c)为N＝1000r/min负载电流i_abc，(d)为转速N＝2000r/min的变换，(e)为N＝2000r/min负载电流i_abc，(f)N＝2000r/min电磁转矩T_e变换；

图9为飞轮储能放电模型图；

图10为放电仿真数据图，其中，(a)为给定电压U＝220V负载侧的电压波形图，(b)为给定电压U＝220V转速波形图，(c)为给定电压U＝250V中负载侧的电压波形图，(d)为给定电压U＝250V中转速波形图。

具体实施方式

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

本发明提供了一种双三相无刷直流电机的飞轮储能系统及其控制方法，对直流电机在自然坐标系和旋转坐标系下的数学模型进行分析，采用双闭环控制对系统充放电控制方法，包括电机模型、PI控制器模型、坐标变换模型、SVPWM控制数学模型，进而得到充电和放电两种系统的控制模型；采用双闭环控制方法，直流无刷电机与所述的飞轮连接，并对飞轮产生加速储能和减速放电两个过程。

通过建立三相无刷直流电机数学模型需要通过坐标变换模块，用于获取双三相无刷直流电机的电流值和位置角，根据电机转子的位置角对双三相无刷直流电机的电流值进行坐标变换生成旋转坐标系下的两组绕组的d-q轴的电流值，生成模块。根据两绕组的d-q轴电流值与给定参考电流生成储能系统的电流内环值，而PWM模块，通过空间电压矢量调制技术得到驱动信号，控制两组逆变器的开关管的导通和关短，得到系统充放电的实现。

请参阅图6，本发明提供了一种双三相无刷直流电机的飞轮储能系统，包括无刷直流电机，六相逆变器，熔断器，断路器，继电器KM，双向晶闸管和BOOST电路。

请参阅图1，双三相无刷直流电机包含六路绕组，结构可划分为以三路绕组组成一组三相绕组，两组三相绕组共同所组成双三相电机绕组部分；两组三相绕组之间通过一个双向晶闸管VS连接，实现中性点隔离，两组绕组间相差30度的电角度。双向晶闸管可以实现一组三相绕组和一组三相逆变器A(B)连接，组成逆变电路1和逆变电路2两套系统；A(B)组逆变器中每个桥臂与一相绕组之间连接一个断路器QF和熔断器FU，在直流母线中分别都有继电器K1，K2闭合触点，同时在BOOST电路中都有继电器K3，K4常开触点，继电器动作信号的获取都是通过检测绕组电压是否达到给定值，当达到给定值时，继电器K3，K4常开触点闭合，继电器K1，K2闭合触点断开，从而实现能量的切换过程。其特点是出线端只有6相，而从内部看可等效为对称的十二相电机系统，有效的消除了传统的三相电机的5，7次谐波电势，使得电机制造工艺要求降低，提高了电机的稳定性。

每个逆变器桥臂均由两个功率MOS开关管串联而成，连接点为桥臂中点。A组逆变器包括三个(La，Lb，Lc)桥臂，逆变器桥臂La由功率开关管S1和功率开关管S2组成，桥臂与绕组之间连接一个断路器QF1和熔断器FU1；逆变器桥臂Lb由功率开关管S3和功率开关管S4组成，桥臂与绕组之间连接一个断路器QF2和熔断器FU2；逆变器桥臂Lc由功率开关管S5和功率开关管S6组成，桥臂与绕组之间连接一个断路器QF3和熔断器FU3；B组逆变器包括三个(Lx，Ly，Lz)桥臂，逆变器桥臂Lx由功率开关管S7和功率开关管S8组成，桥臂与绕组之间连接一个断路器QF4和熔断器FU4；逆变器桥臂Ly由功率开关管S9和功率开关管S10组成，桥臂与绕组之间连接一个断路器QF5和熔断器FU5；逆变器桥臂Lz由功率开关管S11和功率开关管S12组成，桥臂与绕组之间连接一个断路器QF6和熔断器FU6，串联后的功率开关管两边连接点分别连接直流电源的正负极。

A组逆变器包括三个(La，Lb，Lc)逆变器桥臂由六个开关管组成，其控制信号由PWM1控制器产生六路信号分别为(S1,S2,S3,S4,S5,S6)，其实现过程是检测定子的三相电流，然后对其进行坐标变换成两相坐标下的电流值，通过矢量控制后得到交直轴电压，接着通过坐标变换得到α-β轴上的电压值，通过空间矢量脉宽调制后输出PWM1信号。B组逆变器包括三个(Lx，Ly，Lz)逆变器桥臂由六个开关管组成，其控制信号由PWM2控制器产生六路信号(S7,S8,S9,S410,S11,S12)，其实现过程是通过电压参考信号U_dc ^*与实际检测的U_dc进行比较，得出差值进行PI调节。电压PI调节的输出量作为电流环的给定值，同样与电流反馈值进行比较，得出的差值再进行PI调节，然后通过解耦坐标变换后再与三角波比较产生触发脉冲信号PWM2信号。

1、根据双三相电机绕组结构中双向晶闸管VS的控制，通过电压传感器检测三相绕组(u_a,u_b,u_c)与给定一阈值电压

的比较得到双向晶闸管VS的信号F_U，得出不同模式下的

双向晶闸管F_U如下：

当逆变器正常工作时，F_u＝1，系统工作在传统十二个开关逆变器供电方式，首先双向晶闸管VS接受到正向电压信号导通，则变成了一个双三相电机。充放电过程的判断方法如下：

检测电压传感器检测三相绕组(u_a,u_b,u_c)与给定电压值u_o的比较

当u_a,u_b,u_c逐渐上升到u_o时，既实现充电过程。

当u_o值逐渐下降到一定值时，既为放电过程。

工作模式判断：

实现一组绕组和和逆变器进行充放电操作，另一组绕组和和逆变器进行也可实现充放电操作，当有故障发生时实现系统的故障亢余。如图6所示，主电路分成逆变电路1和逆变电路2两部分构成，充电过程是直流母线电压经过继电器K1(K2)闭合触点K3(K4)常开触点断开，经过由上述权利要求3提供的PWM1(PWM2)模块产生的控制信号控制A(B)组逆变器六个开关管不同时间导通后，经过三个逆变器桥臂上使得熔断器FU1，FU2，FU3(FU4，FU5，FU6)闭合，同时断路器触点QF1，QF2，QF3(QF4，QF5，QF6)闭合，实现飞轮的充电过程。放电电路部分，放电过程是直流电机处于发电状态能量要回馈给直流母线，回馈能量经过由上述权利要求3提供的PWM2(PWM1)产生的控制信号控制给B(A)组逆变器六个开关管不同时间导通后，经过三个逆变器桥臂上的熔断器FU4，FU5，FU6(FU1，FU2，FU3)闭合，同时断路器闭合触点QF4，QF5，QF6(QF1，QF2，QF3)闭合，由于实际电压达到给定值，继电器动作，K4(K3)触点断开K2(K1)闭合，电能经过BOOST电路能够稳定输出。

如果检测绕组的电压异常，F_u＝-1，通过给反向电压信号控制晶闸管VS关断，当检测绕组的电流或电压过大时，熔断器触点(FU1，FU2，FU3，FU4，FU5，FU6)某一个自动断开。电流传感器检查到与该故障桥臂相连的电枢绕组的端口故障作出故障判断后，并同时通过控制PWM1(PWM2)模块控制信号控制逆变器A组(B组)六个开关管同时关断，停止工作。则系统变成两套三相电机，一套能正常充放电操作，一套不工作。假设A组逆变器(La，Lb，Lc)三个桥臂正常工作，则能实现正常的充放电过程，B组逆变器包括(Lx，Ly，Lz)三个桥臂，某一个桥臂发生故障时，比如短路故障，与该桥臂相连的断路器(QF4，QF5或QF6)动作,切断这一桥臂，同时通过PWM2控制信号则控制关断逆变器开关管。

如果是状态1的情况，充电的一组假设逆变电路1，充电采用i_d ^*＝0的控制策略，其组成包括有直流电机、位置测量、转速检测、电流控制、坐标变换、SVPWM、和电压逆变器等模块组成，其使用控制策略是将位置的速度ω^*与实际估算的ω进行比较，得出差值e_ω，然后再让它们的差值通过PI控制器得到q轴的电流i_q ^*，同时将d轴的给定参考信号为零。通过坐标变换以后变成电流分量i_d和i_q，与其参考信号i_d ^*,i_q ^*进行比较，通过电流控制器解耦后，输出电压信号u_d ^*和u_q ^*，通过反Park变换后u_α ^*和

通过SVPWM得到PWM1信号对六个开关管进行控制，实现充电过程。

在dq两相旋转坐标系下正旋波永磁同步电动机电压方程为：

其中，u_sd、u_sq、i_sd、i_sq、

分别为电机定子电压、定子电流、定子磁链在dq两相旋转。

系下的直轴分量和交轴分量，ω_r为转子角速度，定子磁链

表示为：

其中，L_d、L_q分别为正旋波永磁同步电动机的直轴电感和交轴电感，

为转子永磁体磁链。

在dq两相转子同步旋转坐标下电动机转矩方程为：

其中，

请参阅图2，本发明一种双三相无刷直流电机的飞轮储能系统的控制方法，以高速旋转的飞轮作为机械能的，将电力电子设备实现电能与机械能之间的相互转换，包括充电、放电和保持状态，充电状态是用外部供电经过功率电子变换器件，带动飞轮旋转，放电状态，利用高速旋转的飞轮转子带动电动机旋转，工作器件，实现机械能到电能的转换；

充电状态下，外部电源通过电力电子转换器为电动机/发电机供电，电动机/发电机作为电动机运行，并且飞轮转子被驱动加速。当转子的转速达到最大工作转矩时，功率电子装置产生控制信号来控制驱动电机，电机带动飞轮运行并实现充电。

放电状态下，电动机/发电机作为发电机运行，飞轮转子减速，机械能由发电机转换成电能，电力电子转换器调整发电机输出的母线电压，使其始终保持恒定电压。

保持状态下，飞轮系统处于能量保持阶段。它既没有能量的前向流动也没有能量的逆向流动，在这种模式下，系统以最小的损失运行。

充电具体步骤如下：

S1、充电过程，请参阅图3和图5，通过检测反电动势的过零点发出六路PWM驱动信号，经过功率放大后驱动功率开关管，使电机达到最高转速而处于保持阶段。控制策略是将位置的速度ω^*与实际估算的ω进行比较，得出差值，然后再让它们的差值通过PI控制器得到q轴的电流信号i_q ^*，同时将d轴的给定参考信号为零；通过坐标变换以后变成电流分量i_d和i_q，与其参考信号i_d ^*,i_q ^*进行比较，通过电流控制器解耦后，输出电压信号u_d ^*和u_q ^*，通过坐标变换后，控制信号由SVPWM控制产生，实现充电过程；具体步骤如下：

S101、电机的给定转速ω*与实际转速ω经过相减数学运算后得到速度误差e_ω，速度误差e_ω经转速PI调节器后输出给定电流

定义有功阻尼为

_q＝i_q′-B_aω

采用i_d＝0的控制策略，并假定电机在控制(T_L＝0)情况下启动时，得到：

有功阻尼的系数B_a：

若采用传统的PI调节器，则转速环控制器的表达示为

因此，PI调节器的参数k_pw、k_jw由下式整定：

其中：β是转速环期望的频带带宽。

S102、将参考直流电流信号和参考交流电流信号

以及直流电流、交流电流i_d,i_q计算电流偏差e_d,e_q经两个电流PI调节器后输出参考直流电压

和直流交轴电压

其中，K_pd,K_pq为比例常值系数，K_id,K_iq为积分常值系数；

S103、根据电流传感器检测电机的定子绕组电流i_a,i_b计算两相旋转坐标系下的电流i_d,i_q，对计算得到的参考电压

计算三相旋转坐标系下的参考电压

其中，θ为电机转子位置电角度；

S104、要实现SVPWM信号的调制，首先要知道参考电压向量所在区间的方向，然后利用相邻的两个电压向量和适当的扇形零向量合成参考电压向量。

S1041、参考电压矢量的扇区判断

确定电压空间向量所在的扇区的目的是为了确定在这个开关周期中使用的基本电压空间向量u_out，使用u_α和u_β表示轴上的参考电压矢量u_out在α、β的分量，定义u_ref1、u_ref2、u_ref3三个变量，为

再定义3个变量AB C，通过分析可以得出：

若u_ref1＞0,则A＝1,否则A＝0；

若u_ref2＞0，则B＝0,否则B＝0；

若u_ref3＞0，则C＝0,否则C＝0。

令N＝4C+2B+A,则可以得到与扇区的关系

S1042、非零矢量和零矢量作用时间的计算

通过简单计算，可变成

同理，可以得出其他扇区各个矢量的作用时间，令

可以得到各个扇区T₀(T₇),T₄和T₆作用的时间，

如果T₄+T₆>T_S，则进行过调制处理，令

S1043、扇区矢量切换点确定

首先定义

则三相电压开关时间切换点T_cm1、T_cm2、T_cm3与各扇区的关系如下：

参考电压矢量的扇区的确定，每个扇区的非零矢量的计算，零矢量作用时间的计算以及每个扇区矢量的切换点的确定构成SVPWM，最后使用三角形一定频率的载波信号，每个扇区矢量的切换点，通过比较，PWM脉冲信号可以由变换器得出。

S2、放电过程的矢量控制；

请参阅图4，为本发明的飞轮系统放电双闭环的控制系统图所示，如果是状态1的情况，其中放电的一组，其组成包括有直流电机、位置测量、电压检测、电流控制、坐标变换、SVPWM、和电压逆变器，BOOST电路等模块组成，采用双闭环控制系统，外环是电压调节环，为了在外部负载扰动或者转速下降使电机输出电压降低维持电压的稳定，在电压调节器中对交轴电流分量i_q ^*大小限制，由于

确保其值不大于电机允许的上限。电流内环按电压环的输出的电流进行电流控制，通过解耦坐标变换后再与三角波比较产生触发脉冲信号PWM2模块；实现B组逆变器和绕组的飞轮储能系统放电过程的控制步骤如下：

S201、PWM2模块是把测量得到的三相静止坐标系变换到同步旋转的两相坐标，电流值通过坐标变换以后变成电流分量i_d和i_q；

S202、采用直接电流控制策略，电压外环跟踪系统控制给定的参考信号与实际值比较经过PI调节器输出电流实现定直流电压，定功率等；

其中，

为输入电压。

S203、电流内环按电压环的输出的电流进行电流控制，经过解耦坐标变换后再与三角波比较产生触发脉冲信号控制变换器管子的导通和关断；

S204、在放电过程中，系统的机械能转换成电能、永磁无刷电流工作与发电机状态，随着机械能到电能的转换，电机的速度逐渐下降，因此需要在逆变器后加上Boost电路。同时为了稳定输出电压，经过Boost升压电路后给直流负载供电，将检测绕组端电压与指定电压做比较，误差经过PI调节后与三角波载波做比较生成PWM信号来调节V的占空比，从而来调节输出直流电压。

升压斩波电路需要控制一个开关管就可以控制直流侧电压的稳定，开关管V导通和关断情况分析；假设电路中电感L、电容C足够大，当V导通时，电源的能量流向电感L，同时电容C上的电压向负载供电；电容C容量足够大时，输出电压不变为U₀，当V处于关断状态是，电源E与电感L一起向电容C充电，给负载供电。

V导通、关断时间分别为t_on、t_off，当电路工作稳定时，认为通过电感L的电流基本保持不变为I₁，一个周期T中，能量恒等为：

其中，Α为控制开关T的占空比，可见，随着转速的降低，反电动势降低，开关的占空比增加，可以保持电压的稳定。

Boost电路能够工作的电流连续模式的临界电感值为：

电容值的大小为：

其中，ΔU₀表示所要求的电压的差值，降低电压可增加电容值。

电流传感器检查到与该故障桥臂相连的电枢绕组的端口故障作出故障判断后，同时通过控制PWM1(PWM2)模块控制信号控制逆变器A组(B组)六个开关管同时关断，停止工作。则系统变成两套三相电机，一套能正常充放电操作，一套不工作。假设A组逆变器(La，Lb，Lc)三个桥臂正常工作，则能实现正常的充放电过程，B组逆变器包括(Lx，Ly，Lz)三个桥臂，某一个桥臂发生故障时，比如短路故障，与该桥臂相连的断路器(QF4，QF5或QF6)动作切断这一桥臂，同时通过PWM2控制信号则控制关断逆变器开关管。

1.充电过程建模

请参阅图7，电动机调速采用转速闭环调节方式，采用内环电流环，外环速度环控制方式，其中外环速度参考值为飞轮需要最大转速ω，从永磁同步电机侧采得的实际转速ω作比较，得到一个转速差再经过比例积分控制器得到电流参考i_q，既通过调节实际转速值不断靠近给定转速来调节q轴电流i_q，进而控制电磁转矩。

为了验证搭建模型可行性，该系统由以下组成，包括PID模块，速度检测PI，电流检测PI，坐标变换Plark，Clark模块，和SVPWM模块，三相电压型逆变电路和三相同步电机构成，仿真设置参数为：参数转速设定为N＝1000-3000r/min，初始时刻负载转矩T＝10N.m，及负载电流i_abc在t＝0.4内的仿真结果。

充电过程仿真结果分析

永磁无刷直流电机采用d、q坐标法，采用PARK变换，将两相坐标系由三相坐标系转换而来，实现电机电流控制。如图8(a)～(c)为N＝1000r/min时候的仿真结果，图8(d)～(f)为N＝2000r/min时候的仿真结果。

由图8可知，从给定转速为N＝1000r/min时，随着时间的增加，转速开始升高，充电时间上很短，控制效果很好基本没有出现超调量，然后逐渐趋于稳定。电磁转矩在最开始一段时间内出现谐波扰动，之后转矩由零升高直接升高到10N.m，电流在三相之间来回切换，未出现发散状态，控制效果非常理想。

当给定转速设置为N＝2000r/min时，随着时间的增加，转速曲线看转速也在逐渐升高，出现了2％的超调量，充电时间上比之前的要长，大概稳定在转速为1800r/min。电流在一定时间内出现扰动，然后电流在10内来回振荡。电磁转矩在t＝0.03前可以不用看，之后稳定在2N.m，当t＝0.2s时，转矩逐渐上升，最后稳定在12N.m左右。

从两组仿真图可以得出，改变给定转速的参数值，负载侧随着转速的提高，转速的稳定性在降低，所需的时间也越长，控制效果也随着转速的升高而降低，会基本保持在一定的数值内。转速的变换，导致负载电流振荡。电磁转矩在逐渐变得平滑。

2.放电过程建模

在中搭建如图9飞轮储能系统的放电模型，最重要的是采用了Boost直流稳压电路，控制回路信号得出是，负载输出电压反馈量与其给定参考电压的差值，输出信号为需要的占空比信号，经过与载波信号比较，最终得出信号控制Mos管的开通与关断。电动/发电机参数如下：极对数为2，定子电阻R_S为0.000233，定子电感为42.24uH，磁链为0.034V.s，初始速度为2000r/s，摩擦系数为0.0002N.m.s，转动惯量为0.2Kg.M。

(2)放电仿真结果分析

在系统放电过程中，飞轮处于发电状态，如图10(a)～(f)给出了负载侧电压、转矩波形仿真结果，放电仿真控制中采用能量回馈制动的控制方式，随着电机转速的降低，电压始终稳定在一定值。提供了1.5s内的电压、转矩波形图。

由图10(a)～(b)可知，当给定电压U＝220V时，随着时间增加，负载电压逐渐升高，大约在t＝0.3s左右就趋于稳定在230，有1％的超调量，控制效果比较好，而给定转速N＝2000r/min下转速在逐渐降低，曲线图比较平滑，降低速度比较缓慢。

由图10(c)～(d)可知，当给定电压设置为U＝250V，从电压波形图看出，随着时间的增加，电压逐渐升高，当t＝0.5s时电压达到270V左右，最终稳定在260V，有1％～2％的超调量，转速曲线图看出，从给定转速2000r/min逐渐降低，但是相比于给定电压220V，转速下降的速度明显加快。控制效果比较理想。

从两组数据可以得出，随着给定电压的升高，负载侧电压波形趋于稳定的时间越长，而且电压还存在一定的损失，超调量也在增加，给定的转速不变的情况下，转速在下降的幅度逐渐增大，曲线变得陡峭，控制效果在降低。

本发明在放电主电路和充电主电路都有一个逆变电路，在充电时以逆变方式进行直流电压向交流电压的转换过程，而在放电则以整流方式进行交流电压向直流电压的转换过程。在放电过程中，直流无刷电机作为发电机工作，由于飞轮是以惯性旋转而拖动直流无刷电机发电，所以电压会随着转速的降低而降低，整流电路的作用不仅将发电机发出的交流电压转换成直流电压，而且要保证输出直流电压的稳定。

以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。