阅读说明：本技术 一种基于晶闸管的磁场调制开关磁阻电机驱动系统与控制方法 (Thyristor-based magnetic field modulation switched reluctance motor driving system and control method ) 是由 甘醇 高瑞卿 曲荣海 孔武斌 于 2019-10-22 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种基于晶闸管的磁场调制开关磁阻电机驱动系统,属于电机技术领域,包括：直流电源、多个单相逆变单元和直流注入桥臂；每个单相逆变单元包括组成逆变电路的上晶闸管、下晶闸管、中间开关管及其各自的反并联二极管；各个单相逆变单元的输出端口分别与开关磁阻电机的各相绕组的一端连接,为开关磁阻电机各相绕组注入带直流偏置的正弦电流；直流注入桥臂与电机绕组中性点连接,为正弦电流的直流偏置分量提供流通路径。本发明通过引入低成本的晶闸管和等效的SVPWM调制方法,在实现逆变功能的同时减少了IGBT数量,有效降低了系统成本和体积。(The invention discloses a thyristor-based magnetic field modulation switched reluctance motor driving system, which belongs to the technical field of motors and comprises: the direct current injection bridge arm comprises a direct current power supply, a plurality of single-phase inversion units and a direct current injection bridge arm; each single-phase inversion unit comprises an upper thyristor, a lower thyristor, a middle switch tube and respective anti-parallel diodes, wherein the upper thyristor, the lower thyristor and the middle switch tube form an inversion circuit; the output port of each single-phase inversion unit is respectively connected with one end of each phase winding of the switched reluctance motor, and sine current with direct current bias is injected into each phase winding of the switched reluctance motor; the direct current injection bridge arm is connected with a neutral point of a motor winding and provides a circulation path for a direct current offset component of the sinusoidal current. According to the invention, by introducing the low-cost thyristor and the equivalent SVPWM modulation method, the number of IGBTs is reduced while the inversion function is realized, and the cost and the volume of the system are effectively reduced.)

一种基于晶闸管的磁场调制开关磁阻电机驱动系统与控制 方法

技术领域

本发明属于电机技术领域，更具体地，涉及一种基于晶闸管的磁场调制开关磁阻电机驱动系统与控制方法。

背景技术

随着科技的进步和社会的发展，电气化得到了快速的发展。电动汽车、轨道交通、工业机器人等新兴行业的出现，电机作为机电能量转换系统的核心，其重要性日益明显。据统计，电机所消耗的电能约占全部用电量的60％。电机驱动的新型拓扑也受到了广泛关注与研究。伴随着现代电子技术的发展，开关磁阻电机被认为具有广阔的发展前景。其结构简单，转子上没有缠绕绕组也无需永磁体，鲁棒性强，适合在恶劣的条件下运行。由于各相绕组的励磁是相互独立的，因此同时具有较强的容错控制能力。随着开关磁阻电机系统应用领域的不断扩展，驱动场合的多样性和复杂性，对电机驱动提出了更高的要求。

如图1所示，传统电机驱动拓扑包括：直流电源、多个单相逆变单元；每个单相逆变单元包括上开关管、下开关管及其各自的反并联二极管；上开关管的集电极与直流电源正极连接，下开关管的发射极与直流电源负极连接；上开关管的发射极和下开关管的集电极连接作为单相逆变单元的输出端口；三个单相逆变单元构成一个三相逆变桥，两个三相逆变桥的输出端分别接在定子绕组的两端。每一个三相逆变桥都可以独立输出八个空间电压矢量，电机绕组电压为两个逆变器输出电压矢量之和。调制时需要首先把参考电压矢量分解为两个逆变器输出电压矢量，再分别进行调制。

以图1为例，现有开绕组逆变器结构一般需要十二个IGBT以构成两个三相逆变桥，实现注入直流偏置正弦电流的功能，但由于开关管的大量使用，导致其具有成本高，体积大的缺点。

发明内容

针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种基于晶闸管的磁场调制开关磁阻电机驱动系统及其控制方法，其目的在于解决传统电机驱动拓扑需要大量的IGBT开关管，以实现注入直流偏置正弦电流的功能，造成系统成本高、体积大的技术问题。

为实现上述目的，本发明提供了一种基于晶闸管的磁场调制开关磁阻电机驱动系统，包括：直流电源、多个单相逆变单元和直流注入桥臂；

每个单相逆变单元包括上晶闸管、下晶闸管、中间开关管及其各自的反并联二极管；所述上晶闸管的阳极与所述直流电源正极连接，所述下晶闸管的阴极与所述直流电源负极连接；所述中间开关管的集电极与上晶闸管的阴极和第一二极管的阴极连接，所述中间开关管的发射极与下晶闸管的阳极和第二二极管的阳极连接，所述第一开关管的阳极和第二开关管的阴极连接作为所述单相逆变单元的输出端口；

各个所述单相逆变单元的输出端口分别与开关磁阻电机的各相绕组的一端连接，用于为所述开关磁阻电机各相绕组注入带直流偏置的正弦电流；所述开关磁阻电机各相绕组另一端相互连接，构成星型结构的中性点；

所述直流注入桥臂与所述中性点连接，用于为所述正弦电流的直流偏置分量提供流通路径。

进一步地，所述直流注入桥臂包括上桥臂二极管和下桥臂开关管；

所述上桥臂二极管的阳极与所述下桥臂开关管的集电极连接，同时与所述开关磁阻电机的中性点连接；所述上桥臂二极管的阴极与直流电源正极连接；所述下桥臂开关管的发射极与直流电源负极连接。

进一步地，所述驱动系统还包括直流稳压电容；所述直流稳压电容并联在所述直流电源的正负极接线端。

进一步地，所述直流注入桥臂在注入直流时存在以下工作模式：

正偏置模式，所述下桥臂开关管处于开通状态，且所述开关磁阻电机各相绕组内流过正直流偏置电流；

正偏置续流模式，下桥臂开关管处于关断状态，且所述开关磁阻电机各相绕组内续流流过正直流偏置电流。

进一步地，所述单相逆变单元存在以下工作模式：

正电流模式，所述开关磁阻电机绕组内流过正向电流，且所述上晶闸管和中间开关管均处于开通状态；所述单相逆变单元输出端电压为正直流母线电压，绕组电流正向增加；

正续流模式，所述开关磁阻电机绕组内续流流过正向电流，且所述上晶闸管和中间开关管均处于关断状态；所述单相逆变单元输出端电压为负直流母线电压，绕组电流正向减少；

负电流模式，所述开关磁阻电机绕组内流过反向电流，且所述中间开关管和下晶闸管均处于开通状态；所述单相逆变单元输出端电压为负直流母线电压，绕组电流反向增加；

负续流模式，所述开关磁阻电机绕组内续流流过反向电流，且所述中间开关管和下晶闸管均处于关断状态；所述单相逆变单元输出端电压为正直流母线电压，绕组电流反向减少。

本发明另一方面提供了上述驱动系统的控制方法，包括：

(1)根据采集到的开关磁阻电机绕组电流和转子位置，计算得到电机d、q和0轴电流反馈值i_dq0；

(2)根据电机d、q和0轴电流给定值

和所述电流反馈值i_dq0，利用比例积分算法，计算得到电机d、q和0轴电压给定值

(3)根据所述电机d、q和0轴电压给定值

和采集到的转子位置，计算得到电机各相绕组电压给定值

(4)分别对电机各相绕组电压给定值

注入等效调制分量，并进行过零点时刻检测，根据检测到的过零点时刻触发脉冲，控制单相逆变单元中的晶闸管导通；

(5)分别对电机各相绕组电压给定值

注入等效调制分量

后取绝对值，得到电机各相电压参考值，将电机各相电压参考值分别与预设的三角波进行比较，采用以下方式对单相逆变单元的中间开关管的驱动信号进行控制；

当绕组电压参考值大于所述三角载波时，令所述中间开关管触发脉冲为高电平；当绕组电压参考值小于所述三角载波时，令所述中间开关管触发脉冲为低电平。

进一步地，步骤(4)具体为，当绕组电压给定值从负变正过零时，将单相逆变单元的上晶闸管的触发脉冲拉高；当绕组电压给定值从正变负过零时，将单相逆变单元的下晶闸管的触发脉冲拉高。

进一步地，步骤(5)中所述对电机各相绕组电压给定值

注入等效调制分量

具体为，当等效调制分量

大于所述预设三角载波时，令直流注入桥臂中的下桥臂开关管触发脉冲为高电平；当等效调制分量

小于所述预设三角载波时，令直流注入桥臂中的下桥臂开关管触发脉冲为低电平。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果：

(1)本发明通过引入低成本的晶闸管，在实现逆变功能的同时减少了IGBT数量，有效降低了系统成本和体积；由于晶闸管的半控特性，传统应用中需要附加换向电路，导致效率低，产生波形失真和噪声，而本发明利用等效的SVPWM调制，通过将中间开关管的触发脉冲强制拉低，使流过晶闸管的电流被截断，无需添加强制换相模块即可实现晶闸管的自关断，进一步有效减小了系统体积。

(2)本发明的驱动系统引入直流注入桥臂，可以向绕组中注入零序电流，充分利用了电机d、q和0轴三维控制自由度，提高了电机的转矩输出能力。

附图说明

图1是传统驱动系统拓扑结构示意图；

图2是本发明提出的基于晶闸管的磁场调制开关磁阻电机驱动系统示意图；

图3(a)-图3(b)为直流注入桥臂在注入直流时的两种工作模式；

图4(a)-图4(d)为单相逆变单元的四种工作模式；

图5为基于晶闸管的磁场调制开关磁阻电机驱动系统的SVPWM控制方法示意图；

图6为单相逆变单元的触发脉冲原理示意图；

图7为直流注入桥臂的触发脉冲原理示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

参考图2，本发明提供了一种基于晶闸管的磁场调制开关磁阻电机驱动系统，包括：直流电源、多个单相逆变单元和直流注入桥臂；以A相为例，每个单相逆变单元包括上晶闸管S_cr1、下晶闸管S_cr2、中间开关管S_a1及其各自的反并联二极管；上晶闸管S_cr1的阳极与直流电源正极连接，下晶闸管S_cr2的阴极与直流电源负极连接；中间开关管S_a1的集电极与上晶闸管S_cr1的阴极和第一二极管D₁的阴极连接，中间开关管S_a1的发射极与下晶闸管S_cr2的阳极和第二二极管D₂的阳极连接，第一开关管D₁的阳极和第二开关管D₂的阴极连接作为单相逆变单元的输出端口；各个单相逆变单元的输出端口分别与开关磁阻电机的各相绕组的一端连接，为开关磁阻电机各相绕组注入带直流偏置的正弦电流；开关磁阻电机各相绕组另一端相互连接，构成星型结构的中性点；直流注入桥臂与中性点连接，为正弦电流的直流偏置分量提供流通路径。图2中，开关磁阻电机具有三相绕组，相应地，单相逆变单元有3个，实际应用中本发明的驱动系统也适合其他相数的开关磁阻电机，只需单相逆变单元个数与开关磁阻电机相数相等即可。

具体地，直流注入桥臂包括上桥臂二极管D₇和下桥臂开关管S_a4；上桥臂二极管D₇的阳极与下桥臂开关管S_a4的集电极连接，同时与开关磁阻电机的中性点连接；上桥臂二极管D₇的阴极与直流电源正极连接；下桥臂开关管S_a4的发射极与直流电源负极连接；上述驱动系统还包括直流稳压电容；直流稳压电容并联在直流电源的正负极接线端。

直流注入桥臂在注入直流时存在以下工作模式：如图3(a)所示，当下桥臂开关管S_a4处于开通状态，直流注入桥臂工作于正偏置模式，以箭头所示方向为正方向，A相绕组电流中流过正向直流分量；如图3(b)所示，当下桥臂开关管S_a4处于关断状态，直流注入桥臂工作于正续流模式，以箭头所示为正方向，A相绕组电流中续流流过正向直流分量。

根据单相逆变单元中开关管、晶闸管的通断，以A相为例，单相逆变单元存在以下工作模式：

如图4(a)所示，开关磁阻电机绕组内流过正向电流，且上晶闸管S_cr1和中间开关管S_a1均处于开通状态；此时单相逆变单元工作于正电流模式，其输出端电压为正直流母线电压+Udc，绕组电流正向增加；

如图4(b)所示，开关磁阻电机绕组内续流流过正向电流，且上晶闸管S_cr1和中间开关管S_a1均处于关断状态；此时单相逆变单元工作于正续流模式，其输出端电压为负直流母线电压-Udc，绕组电流正向减少；

如图4(c)所示，开关磁阻电机绕组内流过反向电流，且中间开关管S_a1和下晶闸管S_cr2均处于开通状态；此时单相逆变单元工作于负电流模式，其输出端电压为负直流母线电压-Udc，绕组电流反向增加；

如图4(d)所示，开关磁阻电机绕组内续流流过反向电流，且中间开关管S_a1和下晶闸管S_cr2均处于关断状态；此时单相逆变单元工作于负续流模式，其输出端电压为正直流母线电压+Udc，绕组电流反向减少。

为了提高直流母线电压利用率，本实施例采用SVPWM算法对上述驱动系统进行控制，控制框图如图5所示，具体包括：

(1)将电流传感器采集到的电机绕组电流i_abc和位置传感器采集到的转子位置θ_r输入旋转坐标模块B，计算得到电机d、q和0轴电流反馈值i_dq0；

(2)将电机d、q和0轴电流给定值

和电流反馈值i_dq0输入电流环PI调节器，利用比例积分算法，计算得到电机d、q和0轴电压给定值

(3)将电机d、q和0轴电压给定值

和采集到的转子位置θ_r输入旋转坐标模块A，计算得到电机各相绕组电压给定值

(4)分别对电机各相绕组电压给定值注入等效调制分量，并输入过零检测模块进行过零点时刻检测，根据检测到的过零点时刻控制晶闸管触发脉冲产生模块产生触发脉冲，控制单相逆变单元中的晶闸管导通；

具体地，以A相为例，步骤(4)具体为，对A相参考电压给定值u_a ^*注入等效调制分量，当波形从负变正过零时，将单相逆变单元的上晶闸管的触发脉冲拉高一段时间；当波形从正变负过零时，将单相逆变单元的下晶闸管的触发脉冲拉高一段时间。晶闸管驱动脉冲宽度与相位应与负载情况、S_a1触发脉冲强制拉低时间相配合。

(5)分别对电机各相绕组电压给定值

注入等效调制分量后取绝对值，得到电机各相电压参考值，将电机各相电压参考值分别与预设的三角波进行比较，采用以下方式对单相逆变单元的中间开关管的驱动信号进行控制；

具体地，如图6所示，以电机的A相为例，为了实现等效的SVPWM调制，向旋转坐标模块A给出的参考电压

中注入等效调制分量

后取绝对值，从而得到A相电压参考值

将与一个频率为50kHz、最大值为+Udc/2、最小值为-Udc/2的三角载波比较。为了清晰地描述触发脉冲产生原理，图6所示的三角载波为500Hz。当A相电压参考值大于三角载波时，令中间开关管S_a1触发脉冲为高电平；当A相电压参考值

小于三角载波时，令中间开关管S_a1触发脉冲为低电平，如图6中阴影部分，该段时间流过晶闸管的电流被截断，从而实现晶闸管自关断，无需附加换向电路；B相和C相触发脉冲原理相同；

如图7所示，为了注入等效调制分量

对直流注入桥臂的下桥臂开关管S_a4进行调制。等效调制分量与一个频率为50kHz、最大值为+Udc/2、最小值为-Udc/2的三角载波比较。为了清晰地描述触发脉冲产生原理，图6所示的三角载波为500Hz。当等效调制分量大于三角载波时，令下桥臂开关管S_a4触发脉冲为高电平；当等效调制分量

小于三角载波时，令下桥臂开关管S_a4触发脉冲为低电平。

本实施例中等效调制分量是为实现等效空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)而引入的分量，

其中

为三相电压给定值中的瞬时最大值，

为三相电压给定值中的瞬时最小值。实际应用中，为等效不同的调制方法，等效调制分量不同。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。