一种多相带悬浮电容电机驱动拓扑的控制方法
阅读说明：本技术 一种多相带悬浮电容电机驱动拓扑的控制方法 (Control method of multiphase belt suspension capacitor motor drive topology ) 是由 刘自程 孙翔文 李安 蒋栋 曲荣海 于 2019-10-14 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种多相带悬浮电容电机驱动拓扑的控制方法,包括：对电源侧主逆变器进行转子磁链定向的矢量控制,驱动多相开绕组电机运行；基于预设调制比范围和悬浮电容电压实时值,独立控制悬浮电容侧辅逆变器通过多相电机绕组获取主逆变器输出的部分有功功率,同时独立控制辅逆变器补偿输出无功功率；使得主逆变器仅输出有功功率且实现根据实际运行工况而悬浮电容电压变化可控。本发明结合电源侧特点与电容侧的两大控制核心(电容电压可控与无功功率补偿),采取主逆变器转矩磁链解耦和辅逆变器有功无功解耦的混合方式,保证电容侧辅逆变器的工作状态稳定并最大程度的发挥其无功补偿的优势,有效降低悬浮电容侧逆变器的开关损耗,提升系统效率。(The invention discloses a control method of a multiphase motor drive topology with a suspension capacitor, which comprises the following steps: carrying out vector control of rotor flux linkage orientation on a main inverter at the power supply side, and driving a multi-phase open winding motor to operate; based on a preset modulation ratio range and a voltage real-time value of the suspension capacitor, independently controlling the auxiliary inverter at the side of the suspension capacitor to obtain partial active power output by the main inverter through a multi-phase motor winding, and simultaneously independently controlling the auxiliary inverter to compensate and output reactive power; the main inverter only outputs active power and the voltage change of the suspension capacitor is controllable according to the actual operation condition. The invention combines the characteristics of the power supply side and two control cores (controllable capacitor voltage and reactive power compensation) of the capacitor side, adopts a mixed mode of torque flux linkage decoupling of the main inverter and active and reactive decoupling of the auxiliary inverter, ensures the stable working state of the auxiliary inverter of the capacitor side, exerts the advantage of reactive power compensation to the maximum extent, effectively reduces the switching loss of the inverter of the suspension capacitor side and improves the system efficiency.)
技术领域
本发明属于电机控制领域，更具体地，涉及一种多相带悬浮电容电机驱动拓扑的控制方法。
背景技术
由于化石能源带来的全球性的能源危机及不可忽视的环境污染等问题，清洁能源的发展利用成为了能源行业的核心问题。但各种形式的能源并不能直接拿来使用，电能则是所有清洁能源如风能、潮汐能等最适宜转化的一类能源形式，因此可再生能源发电行业的迅速发展促进了以消耗电能为主的电力牵引、传动技术的研究。
然而经过许多年的发展，传统的电机理论与电力拖动控制技术已经不再能满足日益变高的工业需求，新型电机、驱动拓扑结构及其对应的控制策略在研究中不断被发现提出。得益于现代电力电子技术的发展，变频调速技术在电力传动领域已经较为成熟，以逆变器为首的一系列电力电子变换器的推广使用使得传动系统打破了三相供电系统的固有限制，为电机的多相化发展提供了有力支撑；新提出的开绕组电机(Open-End WindingMachine,OEWM)则是在不改变传统电机本体电磁机械结构设计的基础上，仅将定子绕组中性点打开再接入变换器而成。
基于电机多相化后的高可靠、高冗余性及绕组中性点打开后开绕组双变换器的高灵活性、高电压利用率等优点，多相开绕组电机成为了近年来受到广泛研究的新型电机。按照供电方式的不同，其驱动拓扑结构可分为三类：一类是由两个隔离的直流电源供电，一类为单直流电源共直流母线供电，一类则是直流电源与电容混合供电。
上述三种结构中，与单电源共直流母线拓扑(单电源共直流母线拓扑成本低、体积小、但缺点是存在零序电流影响电机性能)相比，双电源分立直流母线拓扑采用隔离电源，电机绕组两侧逆变器之间不存在零序回路，从而没有零序电流在绕组中流通；但该拓扑成本高、系统体积大。与前两类拓扑结构相比，第三类既不存在零序回路，同时只需要一个直流电源，硬件成本和系统体积较低。但是，该拓扑的缺点在于悬浮电容侧直流电压需要专门实时控制，增加了控制策略中的约束条件。
发明内容
本发明提供一种多相带悬浮电容电机驱动拓扑的控制方法，用以解决现有三相带悬浮电容电机驱动拓扑控制方法因控制维度少且悬浮电容需要特定约束条件加以实时控制而导致在多相场景下无法应用的技术问题。
本发明解决上述技术问题的技术方案如下：一种多相带悬浮电容电机驱动拓扑的控制方法，包括：
S1、对电源侧主逆变器进行转子磁链定向的矢量控制，驱动多相开绕组电机运行；
S2、基于预设调制比范围和悬浮电容电压实时值，控制悬浮电容侧辅逆变器通过多相电机绕组获取主逆变器输出的部分有功功率，同时控制辅逆变器补偿输出无功功率；通过所述有功功率和所述无功功率之间的独立控制，使得主逆变器仅输出有功功率，且实现根据实际运行工况而悬浮电容电压变化可控，实现多相带悬浮电容电机驱动拓扑的控制。
本发明的有益效果是：本发明基于开绕组多相电机转子磁链定向的矢量控制策略，对多相电机进行运行控制，当电机运行起来后，控制悬浮电容侧辅逆变器，具体的，基于悬浮电容电压设定值和预设电压调制比，可根据电机实时工况，选取最合适的悬浮电容电压，极大降低整个拓扑结构的损耗，延长寿命，同时，使得辅逆变器全部补偿电机所需的无功功率，此时主逆变器仅向电机提供有功功率。因此，该方法结合电源侧的特点与电容侧的两大控制核心(悬浮电容电压可控与无功功率补偿)，采取电源侧主逆变器转矩磁链解耦(即基于转子磁链定向的矢量控制)和电容侧辅逆变器有功、无功解耦的混合控制方式，既可使电机的磁链、转矩可控，又能保证电容侧辅逆变器的工作状态稳定并最大程度的发挥其无功补偿的优势，在确保在电机运行时系统(包括电机和逆变器)能保持稳定正常工作的同时，降低悬浮电容侧逆变器的开关损耗，提升系统效率。
上述技术方案的基础上，本发明还可以做如下改进。
进一步，所述S2中，所述控制悬浮电容侧辅逆变器通过多相电机绕组获取主逆变器输出的部分有功功率，具体为：
在电机端电流稳定时，通过PI控制器控制辅逆变器输出的输出电压矢量沿电机端电流平行方向的分解量，控制辅逆变器通过多相电机绕组获取主逆变器输出的有功功率的大小。
本发明的进一步有益效果是：在电机端电流稳定时，电容电压的变化仅与辅逆变器输出的输出电压矢量沿电机端电流平行方向的分解量相关，控制了该分解量，便能控制电容电压，由于电机端电流Is稳定时，无功功率输出稳定，因此，可以实现吸收有功功率大小的控制。
进一步，所述S2中，所述控制辅逆变器补偿输出无功功率，具体为：
检测主逆变器的功角，基于所述功角，若判断主逆变器未处于单位功率因数状态，通过PI控制器控制辅逆变器输出的输出电压矢量沿电机端电流垂直方向的分解量，控制辅逆变器补偿输出无功功率的大小，直至主逆变器仅输出有功功率而处于单位功率因数状态。
本发明的进一步有益效果是：电容电压控制与无功功率补偿分别与辅逆变器吸收的有功功率、输出的无功功率直接相关，为实现二者的独立控制，将辅逆变器的输出电压沿平行、垂直电机端电流方向进行正交分解，辅逆变器输出的输出电压矢量沿电机端电流平行方向的分解量用于实现辅逆变器有功功率的独立控制，由于电机所需的无功功率为两个逆变器输出无功功率的总和，为了使得主逆变器不输出无功，那么使得辅逆变器输出全部的无功功率，根据主逆变器输出无功功率大小的原理，通过控制辅逆变器输出的输出电压矢量沿电机端电流垂直方向的分解量，实现辅逆变器补偿输出的无功功率的控制，方便快捷，且可靠性高。
进一步，当主逆变器处于所述单位功率因数状态时，辅逆变器输出的输出电压矢量沿电机端电流垂直方向的分解量为：
进一步，所述S2中，所述实现根据实际运行工况而悬浮电容电压变化可控，具体为：
基于独立控制后的所述有功功率和所述无功功率，控制辅逆变器输出电压，当输出电压与电容电压设定值的比值小于所述预设调制比范围的最小值时，控制辅逆变器减少通过多相电机绕组从主逆变器输出的有功功率的获取，以降低电容电压实时值；当所述比值大于所述预设调制比范围的最大值时，控制辅逆变器增大通过多相电机绕组从主逆变器输出的有功功率的获取，以升高电容电压实时值，完成辅逆变器悬浮电容电压的变化控制。
本发明的进一步有益效果是：根据实际运行工况，独立控制悬浮电容消耗的有功功率大小和输出的无功功率大小，当悬浮电容基于不同工况所需而输出不同的输出电压时，在预设调制比的限制下，调整电容电压实时值使之达到设定值，实现电容电压的可调。
进一步，所述预设调制比范围为为0.85～0.95。
进一步，所述电容电压设定值的变化步长取决于预设的电容电压调节速率。
进一步，所述S1还包括：
基于PI控制，采用旋转速度为基波多倍的同步坐标系，对电机端电流进行谐波抑制。
本发明的进一步有益效果是：根据电机多相化后带来的一系列问题，提出了谐波抑制方案，在旋转坐标系下的谐波平面加入PI控制器对相电流中的谐波成分进行了抑制，进而提升波形质量。
本发明还提供一种多相带悬浮电容电机驱动拓扑系统，包括：控制器，以及分别与所述控制器连接的电源侧主逆变器、悬浮电容侧辅逆变器和多相电机；
其中，所述电源侧主逆变器、悬浮电容侧辅逆变器和多相电机的每相依次连接，所述控制器用于执行如上所述的任一种多相带悬浮电容电机驱动拓扑的控制方法。
本发明还提供一种存储介质，所述存储介质中存储有指令，当计算机读取所述指令时，使所述计算机执行如上述任一种多相带悬浮电容电机驱动拓扑的控制方法。
附图说明
图1为本发明实施例提供的一种多相带悬浮电容电机驱动拓扑的控制方法的流程框图；
图2为本发明实施例提供的电机端电流稳定时主、辅逆变器输出电压与电机端电流矢量关系图；
图3为本发明实施例提供的带悬浮电容桥臂的开绕组电机矢量控制框图；
图4为本发明实施例提供的变电容电压控制策略的程序流程图；
图5为本发明实施例提供的驱动拓扑向电机供电时电机在不同工况下各项电参数波形图；
图6为本发明实施例提供的谐波抑制效果比较图；
图7为本发明实施例提供的变电容电压调速实验波形图；
图8为本发明实施例提供的变电压与定电压控制的电容侧辅逆变器损耗对比图；
图9为本发明实施例提供的一种多相带悬浮电容电机驱动拓扑系统图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
实施例一
一种多相带悬浮电容电机驱动拓扑的控制方法100，如图1所示，包括：
步骤110、对电源侧主逆变器进行转子磁链定向的矢量控制，驱动多相开绕组电机运行；
步骤120、基于预设调制比范围和悬浮电容电压实时值，控制悬浮电容侧辅逆变器通过多相电机绕组获取主逆变器输出的部分有功功率，同时控制辅逆变器补偿输出无功功率；通过有功功率和无功功率之间的独立控制，使得主逆变器仅输出有功功率，且实现根据实际运行工况而悬浮电容电压变化可控，实现多相带悬浮电容电机驱动拓扑的控制。
基于转子磁链定向的矢量控制，已经获得了大范围的成功应用，其鲁棒性强、瞬态响应快、实现方案简单。本方法中，带悬浮电容混合开绕组拓扑中的电源侧，仍将采取这一成熟的控制策略。而对于电容侧，由于无源器件不能持续输出有功功率，反而需要吸收有功来补偿损耗，因此不能采取同电源侧的控制策略。但悬浮电容侧可分担电源侧的无功输出负担，最理想情况便是：主逆变器仅输出电机运行所需要的有功和补偿电容侧上由于寄生参数产生的损耗，辅逆变器输出电机运行所需要的全部无功功率。但这一工况必须保证悬浮电容电压稳定且足够高，由此可得辅逆变器的两大控制核心：电容电压控制与无功功率补偿，通过控制有功功率控制电容电压(负载不变)，通过控制无功功率控制全部无功功率补偿。
基于开绕组多相电机转子磁链定向的矢量控制策略，对多相电机进行运行控制，当电机运行起来后，控制悬浮电容侧辅逆变器，具体的，基于悬浮电容电压设定值和预设电压调制比，可根据电机实时工况，选取最合适的悬浮电容电压，极大降低整个拓扑结构的损耗，延长寿命，同时，使得辅逆变器全部补偿电机所需的无功功率，此时主逆变器仅向电机提供有功功率。因此，该方法结合电源侧的特点与电容侧的两大控制核心(悬浮电容电压可控与无功功率补偿)，采取电源侧主逆变器转矩磁链解耦(即基于转子磁链定向的矢量控制)和电容侧辅逆变器有功、无功解耦的混合控制方式，既可使电机的磁链、转矩可控，又能保证电容侧辅逆变器的工作状态稳定并最大程度的发挥其无功补偿的优势，可使混合供电拓扑在驱动电机时悬浮电容电压长时间稳定可调、电容侧辅逆变器输出电机所需全部无功功率。在确保在电机运行时系统(包括电机和逆变器)能保持稳定正常工作的同时，降低悬浮电容侧逆变器的开关损耗，提升系统效率。
优选的，上述控制悬浮电容侧辅逆变器通过多相电机绕组获取主逆变器输出的部分有功功率，具体为：
在电机端电流稳定时，通过PI控制器控制辅逆变器输出的输出电压矢量沿电机端电流平行方向的分解量，控制辅逆变器通过多相电机绕组获取主逆变器输出的有功功率的大小。
在电机端电流稳定时，电容电压的变化仅与辅逆变器输出的输出电压矢量沿电机端电流平行方向的分解量相关，控制了该分解量，便能控制电容电压，由于电机端电流Is稳定时，无功功率输出稳定，因此，可以实现吸收有功功率大小的控制。
优选的，上述控制辅逆变器补偿输出无功功率，具体为：
检测主逆变器的功角，基于所述功角，若判断主逆变器未处于单位功率因数状态，通过PI控制器控制辅逆变器输出的输出电压矢量沿电机端电流垂直方向的分解量，控制辅逆变器补偿输出无功功率的大小，直至主逆变器仅输出有功功率而处于单位功率因数状态。
具体的，电容电压控制与无功功率补偿分别与辅逆变器吸收的有功功率、输出的无功功率功率直接相关，为实现二者的独立控制，将辅逆变器的输出电压沿平行、垂直电机端电流方向进行正交分解。基于主、辅逆变器的电机定子电流、电压矢量图如图2所示。其中，Is为电机端电流，UM为主逆变器电压矢量，UF为辅逆变器电压矢量，UFp、UFq为沿Is平行、垂直方向的分解量，此时辅逆变器的有功、无功功率的大小可分别由UFp、UFq独立控制。θs为电机端电流与d轴夹角，θM为主逆变器电压矢量与d轴夹角，θF为辅逆变器输出电压的正切角。
从有功功率控制入手，电容电压的变化可用下式表示：
由此可见，在电机端电流稳定时，电容电压的变化仅与UFp相关，控制了UFp便能控制电容电压。
感应电机的无功为两侧逆变器提供的无功之和，根据感应电机数学方程可推得主逆变器输出的无功功率：
其中，等式右边第一项为电机所需的无功功率，第二项为辅逆变器输出的无功功率，令QM＝0可得：
如图3所示，对于主逆变器，主要分为转速控制环与电流控制环：光电编码器测得实际转速与设定转速差，转速环的PI控制器通过误差算出转矩指令，经过线性变换后得到q轴电流指令，与设定的d轴电流一同送入电流环PI控制器得出所需的输出电压，其中d轴电流控制电机磁链，q轴电流控制电机输出转矩。对于感应电机，由于其存在转差，还需通过转子磁链观测器计算转差得到同步角速度，进而为坐标变换提供磁链角度。
而对于辅逆变器，根据前述分析，其主要任务为电容电压控制与无功功率补偿。电容电压控制环保证系统工作时电容电压可控。无功功率控制环首先需检测到电机端电流与电源侧电压矢量的角度，得到功角，判断此时主逆变器的功率因数，若主逆变器功率因数不为1，则控制辅逆变器输出更多的无功功率，直至电源侧功率因数恒为1。在得到所需的UFp、UFq后，将其投影至旋转坐标系下的dq平面得到其d、q轴分量，再进行经典的反Park变换得到逆变器每相输出电压。计算角度的公式为：θs＝sin-1(iq/is)；θM＝sin-1(UMq/UM)。
电容电压控制与无功功率补偿分别与辅逆变器吸收的有功功率、输出的无功功率直接相关，为实现二者的独立控制，将辅逆变器的输出电压沿平行、垂直电机端电流方向进行正交分解，辅逆变器输出的输出电压矢量沿电机端电流平行方向的分解量用于实现辅逆变器有功功率的独立控制，由于电机所需的无功功率为两个逆变器输出无功功率的总和，为了使得主逆变器不输出无功，那么使得辅逆变器输出全部的无功功率，根据主逆变器输出无功功率大小的原理，通过控制辅逆变器输出的输出电压矢量沿电机端电流垂直方向的分解量，实现辅逆变器补偿输出的无功功率的控制，方便快捷，且可靠性高。
上述实现根据实际运行工况而悬浮电容电压变化可控，具体为：基于独立控制后的有功功率和所述无功功率，控制辅逆变器输出电压，当输出电压与电容电压设定值Vref的比值小于预设调制比范围的最小值时，控制辅逆变器减少通过多相电机绕组从主逆变器输出的有功功率的获取，以降低电容电压实时值(当发现小于第一预设电压调制比时，设定值就已经变化了，通过辅逆变器调整有功功率的获取是在改变实时值，设定值是目标，实时值是实际情况)；当所述比值大于预设调制比范围的最大值时，控制辅逆变器增大通过多相电机绕组从主逆变器输出的有功功率的获取，以升高电容电压实时值，完成辅逆变器悬浮电容电压的变化控制。
根据实际运行工况，独立控制悬浮电容消耗的有功功率大小和输出的无功功率大小，当悬浮电容基于不同工况所需而输出不同的输出电压时，在预设调制比的限制下，调整电容电压实时值使之达到设定值，实现电容电压的可调。
优选的，预设调制比范围的最小值为0.85，预设调制比范围的最大值为0.95。
优选的，电容电压设定值的变化步长取决于预设的电容电压调节速率。
具体的，关于变电容电压控制，在该三相拓扑目前的研究中，电容电压全过程保持不变，但恒电容电压控制存在两个无法忽视的弊端：1.若电机运行的工况使电容侧无需输出较多的无功功率(如低速重载时)，此时电容侧调制比较低，但与电容电压直接相关的开关损耗、电容寄生电阻带来的发热不会因调制比低而减小，导致电能的浪费，持续的高电压也会降低电容的使用寿命。2.电容侧的电容电压可调节范围极广，在无功功率需求非常低时可直接使电机绕组星接；在无功功率需求较高时(如电机超高速运转)可使电容电压提高至电源侧直流电源的两倍甚至更多。
若固定电容电压会限制桥臂的无功功率输出范围，可能使电源侧不能保持单位功率因数状态，达到最大的电压利用率。
因此，本方法在前述的控制策略基础上，提出了变电容电压的优化方法，电容电压的调节目的是使辅逆变器始终保持较高的调制比(由电机需要决定的当前输出电压与由电容电压决定的最大输出电压的比值)，既能保证无功功率的完全补偿(电容电压低，输出能力降低，进而可能无法全部补偿)，也能最大程度的减小电容侧桥臂损耗。
电容电压设定模块(Capacitor Voltage Determination Block,CVDB)的程序流程图如图4所示，由图4可知，其中，m2就是辅逆变器的输出调制比，Vmax为悬浮电容电压最大设定值，当辅逆变器的调制比低于0.85时，电容电压设定值降低(设定值即控制目标可调，所以电容电压可调)；当逆变器的调制比高于0.95时，电容电压设定值升高；未使调制比恒控为1而是控在一个较高的区间可有效降低测量误差带来的电容电压波动，使电容电压更加平稳。
电容电压的大幅调节主要出现在工况转换时(如低速到高速、轻载至满载等)，图4中ΔV值与限定的电容电压调节速率相关，如若设定电容电压调节速率为50V/s，控制器的控制频率为10kHz，则：
优选的，步骤110还包括：
基于PI控制，采用旋转速度为基波多倍的同步坐标系，对电机端电流进行谐波抑制。
由于PWM调制的非理想性、控制器必须设置死区防止桥臂直通等原因，逆变器的输出电压不可避免的会存在谐波而并不是理想的正弦电压，对于普通的电机，谐波平面阻抗参数远小于基波平面，因此定子电流会有较大的谐波电流，这部分电流会产生损耗而几乎不能产生转矩，需加以抑制。
图3中对于基波平面的闭环控制不能控制谐波，因为谐波电流无法映射至基波平面。若要用PI控制器进行谐波抑制必须采用新的同步坐标系将谐波成分变换为直流量。对于五相电机，出现的谐波主要为三次谐波，因此采用旋转速度为基波三倍的同步坐标系，即式
值得注意的是，由于谐波平面参数远小于基波平面，较小的谐波电压便会导致较大的电流，因此谐波抑制的PI控制器参数也应远小于基波平面的PI控制器，例如实验用五相电机的谐波抑制PI控制器参数约为基波平面的0.2倍。
根据电机多相化后带来的一系列问题，提出了谐波抑制方案，在旋转坐标系下的谐波平面加入PI控制器对相电流中的谐波成分进行了抑制，进而提升波形质量。
为进一步验证本实施例方法的可行性，应用本实施例提出的控制方法在对称五相开绕组异步电机上进行了实验验证。
表1实验参数设置
完整的带载实验波形如图5所示。从波形可以看到，给出起动指令后，主辅逆变器先提供直流电流完成了2s的预励磁过程，与此同时主逆变器向辅逆变器注入有功对悬浮电容进行预充电至200V。需要说明的是，由于电机预励磁时电流为直流量，电容侧无法对电源侧进行无功功率的补充，因此在实验中判定电机只有转速高于100rpm时才会补偿电机所需的无功功率(若不加此判定则会导致起动时电容电压的剧烈波动，危险时将会损坏电解电容)。
预励磁完成后，q轴电流立即增大为最大值，提供最大转矩使电机在0.6s内准确上升至1000转，调节速度快的同时基本没有超调，说明控制器参数设置合理。
在突加、突减负载时，电机出现明显的转速变化但系统可以较快的做出响应提供合适的转矩使转速维持在1000转，调节时间基本在1s以内。同时电容电压将根据所需输出无功功率的多少自动调节电压，且电压调节稳定，没有较大波动。电源侧逆变器的PF除去暂态调节过程都能稳定在1,说明电容侧无功功率的调节能力较好。刹车指令给出后，在0.4s内电机即可在负向转矩下实现停转，且停转后电容电压也可保持稳定控制。
完整的实验波形证明了本发明提出的策略控制电机在各个工况下均能稳定运行的可行性。
谐波抑制实验波形图如图6所示。由于带负载相较空载运行基波平面的电流成分(主要是q轴电流)大得多，谐波成分占比较小，不易突出谐波抑制的明显效果，因此谐波抑制选取电机在额定转速下空载运行的电流波形进行对比分析。
在不加谐波抑制时，电流波形上可以较为直观的看出存在三次谐波叠加在基波分量中，经FFT分析后可知三次谐波成分占9.4％。当加以谐波抑制后，电流波形上的尖峰明显变小，FFT分析结果中三次谐波仅含0.3％，说明在三倍基波速的同步坐标系下抑制三次谐波具有很好的效果，电流畸变程度THD在谐波抑制前达到14.41％，抑制后仅为5.5％，波形质量得到明显提升。
在图7中的调速实验，辅逆变器侧调制比始终不低于0.9，电机连续升速和连续降速，电容电压变化范围为60～160V，基本与电机转速成正比，证明了本发明中变电容电压控制方法的可行性。对该发明相对定电压控制的较小辅逆变器损耗加以测量。对比结果如图8所示。
实验条件设置：负载转矩为4N·m；转速取200、400、600、800、1000rpm五个运行点；定电压调节时将电容电压控制为200V(1000rpm时辅逆变器调制比接近为1)。
由图8结果可知，电机转速低时，所需的无功功率较小，较高的电容电压将产生明显的额外损耗，且转速越低，该现象越明显，在200rpm时变电容控制可使电容侧损耗减少近68.5％。
实施例二
一种多相带悬浮电容电机驱动拓扑系统，如图9所示，包括：控制器，以及分别与所述控制器连接的电源侧主逆变器(电源电压为Vdc)、悬浮电容侧辅逆变器(电容电压为Vcap)和多相电机(相数为n)；其中，电源侧主逆变器、悬浮电容侧辅逆变器和多相电机的每相依次连接，所述控制器用于执行如上实施例一所述的任一种多相带悬浮电容电机驱动拓扑的控制方法。图中，g1和g2代表主、辅逆变器的参考地电位。
相关技术方案同实施例一，在此不再赘述。
实施例三
一种存储介质，存储介质中存储有指令，当计算机读取所述指令时，使所述计算机执行如上述任一种多相带悬浮电容电机驱动拓扑的控制方法。
相关技术方案同实施例一，在此不再赘述。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
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