简化高效电荷泵式功率因数校正装置及方法
阅读说明：本技术 简化高效电荷泵式功率因数校正装置及方法 (Simplified high-efficiency charge pump type power factor correction device and method ) 是由 翁大丰 孙建中 于 2021-07-10 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种简化高效电荷泵式功率因数校正装置,包括整流器、后续直流-直流变换器,还包括EMI滤波器和压控电荷泵电路；压控电荷泵电路包括输入电流校正支路、电荷泵电路和谐振电容Cr；输入电流校正支路包含整流器；输入瞬时电压VAC与EMI滤波器的EMI输入端口相级联,EMI滤波器的EMI输出端口与输入电流校正支路、电荷泵电路、谐振电容Cr、后续直流-直流变换器级联。本发明能使得无源的功率因数校正方案的输入电流的总谐波失真小于15％。本发明能降低能耗、提高效率。(The invention discloses a simplified high-efficiency charge pump type power factor correction device, which comprises a rectifier, a subsequent direct current-direct current converter, an EMI filter and a voltage-controlled charge pump circuit, wherein the rectifier is connected with the voltage-controlled charge pump circuit; the voltage-controlled charge pump circuit comprises an input current correction branch circuit, a charge pump circuit and a resonant capacitor Cr; the input current correction branch comprises a rectifier; the input instantaneous voltage VAC is cascaded with an EMI input port of an EMI filter, and an EMI output port of the EMI filter is cascaded with an input current correction branch circuit, a charge pump circuit, a resonant capacitor Cr and a subsequent direct current-direct current converter. The invention can make the total harmonic distortion of the input current of the passive power factor correction scheme less than 15%. The invention can reduce energy consumption and improve efficiency.)
技术领域
本发明涉及一种简化电荷泵式准有源功率因数校正电路，尤其是一种高功率因数低总谐波失真准有源功率因数校正电路及方法。
背景技术
目前，更加节省能源的LED通用照明系统正在逐渐地替代白炽灯通用照明系统。
但是现在居民所使用的市电供电电源为交流电流，而LED需要通过直流电流驱动，所以如何将交流电流转换成直流电流供LED使用成为了LED普及过程中必须要解决的一个问题。在过去，要解决这个问题，往往是通过LED驱动电源将交流电流转换成对应的直流电流；而在使用LED驱动电源的时候，为了避免LED驱动电源对市电电网的干扰，所以就需要制定相应的标准来规范LED驱动电源，而要实现这种规范LED驱动电源使用的标准的时候，必须满足一定的指标，如：功率因数大于0.9，总谐波失真小于15％等。
现有的技术中，LED驱动电源有一级有源控制的升压式功率因数校正电路，其输出后接降压或隔离升降压直流-直流功率变换器，输出对应的LED驱动电流。这种两级功率电流变换结构，能满足其对应的输入指标和输出指标，但其整体的成本高，效率不高。
所以，在LED普及化的过程中，如何简化以上所述的功率因数校正电路结构，以降低成本是亟需攻克的难题。中国专利CN105162315A(图2)，在已有的填谷基础(图1)上给出一简化的功率因数校正电路来代替有源控制的升压式功率因数校正电路。使用该技术的总谐波失真小于15％。
但在该专利电路还存在电路复杂以及功率回路额外增加一个快恢复二极管D2而增加导通损耗。随着输出功率增加，这额外增加一个快恢复二极管D2的导通损耗更为突出。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种简化高效电荷泵原理的无源的功率因数校正方案，能使得无源的功率因数校正方案的输入电流的总谐波失真小于15％。本发明能降低能耗、提高效率。
为了解决上述技术问题，本发明提供一种简化高效电荷泵式功率因数校正装置，包括整流器、后续直流-直流变换器，还包括EMI滤波器和压控电荷泵电路；
所述压控电荷泵电路包括输入电流校正支路、电荷泵电路和谐振电容Cr；输入电流校正支路包含所述整流器；
输入瞬时电压VAC与EMI滤波器的EMI输入端口相级联，EMI滤波器的EMI输出端口与输入电流校正支路、电荷泵电路、谐振电容Cr、后续直流-直流变换器依次级联。
即，所述电荷泵电路的输出与谐振电容Cr以及后续直流-直流变换器的输入端相并联；所述输入电流校正支路和电荷泵电路相级联；谐振电容Cr的作用是完成压控电荷泵电路的控制。
作为本发明的简化高效电荷泵式功率因数校正装置的改进：
所述输入电流校正支路包括电感L1、二极管DK1、二极管DK2、二极管DK3和整流器；
电感L1与EMI输出端口的一端相连作为交流输入端AC+，电容Cf的EMI输出端口另一端为交流输入端AC-；
电感L1的输出端与整流器的交流输入端一相连，二极管DK2阳极并联在电感L1的输出端，二极管DK1的阳极同时与如下2者相并联：交流输入端AC-、整流器的交流输入端二；
二极管DK1的阴极和DK2的阴极并联后与DK3的阳极相联；二极管DK3的阴极与整流器的输出端口的正端相连；整流器的输出端口的负端为公共地端；
所述电荷泵电路包括电荷泵电容Cc、耦合电感L2及填谷电路；所述耦合电感L2设有2个绕组：
耦合电感L2的原边绕组同名端与填谷电路的正端相串联；填谷电路负端与整流器的输出端口的负端相联，耦合电感L2的原边绕组非同名端与整流器的输出端口的正端相连；
耦合电感L2的付边绕组的同名端与二极管DK1的阴极以及二极管DK2的阴极相连；耦合电感L2的付边绕组的非同名端与电荷泵电容Cc一端相连，电荷泵电容Cc的另一端与整流器的输出端口的负端相连；
谐振电容Cr的一端与整流器的输出端口的正端相连，谐振电容Cr的另一端与整流器的输出端口的负端并联；
输入电流校正支路中的二极管DK1和二极管DK2的阴极与电荷泵电路中的耦合电感L2的付边绕组的同名端相联。
作为本发明的简化高效电荷泵式功率因数校正装置的进一步改进：
后续直流-直流变换器的正端与整流器的输出端口的正端相连，后续直流-直流变换器的负端与整流器的输出端口的负端并联。
即，后续直流-直流变换器可以以脉冲电流源等效形式与整流器的输出端口并联来等效。
作为本发明的简化高效电荷泵式功率因数校正装置的进一步改进：
EMI滤波器包括电感Lf和电容Cf，电感Lf与电容Cf串联支路形成EMI输入端口，电容Cf的两端为EMI输出端口。
即，输入瞬时电压VAC经EMI滤波器中的电容Cf的两端输出。
作为本发明的简化高效电荷泵式功率因数校正装置的进一步改进：
二极管DK1、二极管DK2、二极管DK3均为快恢复二极管。
本发明还同时提供了利用上述简化高效电荷泵式功率因数校正装置进行的电荷泵式功率因数校正方法，包括如下5个工作状态：(以输入交流正半周进行描述，负半周的描述相似)
1)、VAC的瞬时值接近VAC峰值(即，约为峰值的大于90％～100％)；
2)、VAC的瞬时输入电压远大于电荷泵电路的填谷电路的储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压(即，约为峰值的70％～90％)；
3)、VAC的瞬时输入电压接近但大于电荷泵电路的填谷储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压(即，约为峰值的50％～小于70％)；
4)、VAC的瞬时输入电压接近但小于电荷泵电路的填谷储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压(即，约为峰值的30％～小于50％)；
5)、VAC的瞬时输入电压远小于电荷泵电路的填谷储能电容(电容C1和C2)上的电压(即，为峰值的0％～小于30％)。
在中国专利CN105162315A(图2)中，整个电荷泵式低总谐波失真高功率因数校正装置(校正电路)是在整流桥之后形成的。正是因为整个电荷泵式低总谐波失真高功率因数校正装置(校正电路)是在整流桥之后形成，这其中所需的高频单向导通功能就不能利用整流桥来完成，而必须增加一个快恢复二极管D2(图2所示)。
因此，为了解决上述问题，本发明提供一种简化高效电荷泵式高功率因数校正装置(校正电路)。在本发明中，压控电荷泵电路包括L1与快恢复二极管DK1、DK2、DK3和整流器构成的输入电流校正支路、L2耦合电感的绕组和电容Cc和填谷电路构成的电荷泵电路和谐振电容Cr；所述电荷泵电路的输出与谐振电容Cr以及后续直流-直流变换器的输入端相并联；所述输入电流校正支路和电荷泵电路相串联后经DK3与整流器的输出端相并联；谐振电容Cr的作用是完成压控电荷泵电路的控制。
也就是说该谐振电容Cr根据输入VAC的瞬时电压与电荷泵电路的填谷储能电压的差值控制何时电荷泵电路全功率开启，何时电荷泵电路部分功率开启，何时电荷泵电路停止开启。
说明：电感Lf、电容Cf构成EMI滤波器，此为公知技术。实际使用时，EMI滤波器、电感L1、整流器、压控电荷泵电路依次相连；快恢复二极管DK1、DK2、DK3与L2耦合电感绕组和电容Cc以及填谷电路构成的电荷泵电路一起控制和校正市电的输入电流。
当输入交流VAC瞬时电压为0时，电荷泵电路全功率开启，电荷泵电路提供后续直流-直流变换器的全部输入电流；
当输入交流瞬时电压VAC为VAC峰值时，电荷泵电路停止开启，电荷泵电路完全不提供后续直流-直流变换器的全部输入电流；
其余状态下，电荷泵电路部分功率开启，开启功率的大小随着输入交流VAC瞬时电压的增加而减小；电荷泵电路提供后续直流-直流变换器的部分输入电流。
在本发明中，填谷电路是由电容Cd1、Cd2，二极管D1、D2、D3构成，此为公知技术。
后续直流-直流变换器可选用：降压式功率开关变换器(如图4所示)、升降压式功率开关变换器(如图5所示)、反激式功率开关变换器(如图6所示)和正激式功率开关变换器(如图7所示)。
在本发明中，借助耦合电感L2原边绕组的同名端流入电流的推力将电荷泵电容Cc的存储能量与填谷电路内存储的能量一并提供给后续直流-直流变换器；二极管DK1、DK2和DK3是保证电荷泵电容Cc只对填谷电路和后续直流-直流变换器提供和输出能量，输入电流校正支路的二极管DK1、DK2以及整流桥与电荷泵电容Cc和耦合电感L2的付边绕组保证电荷泵电容Cc仅仅从输入电流校正支路获取能量；输入电流校正支路的输出分别为整流桥输出和二极管DK3的输出；具体何时输入电流校正支路的输出由整流桥输出或二极管DK3输出是由输入交流电压瞬时电压高低决定的。
要满足总谐波失真小于15％要求，一般是要尽量避免输入电流瞬时波形的跳变，也就是说，输入电流波形要求是随着输入交流瞬时电压平滑的变化。而本发明的压控电荷泵的方法能够很好的解决这个问题，也就是说，压控电荷泵电路可以根据输入交流电压VAC瞬时值与电荷泵电路储能电压的差值控制何时电荷泵电路全功率开启，何时电荷泵电路部分功率开启，何时电荷泵电路停止开启。经实验电路检测，本发明使得这准有源的功率因数校正方案的输入电流的总谐波失真小于15％。
附图说明
下面结合附图对本发明的
具体实施方式
作进一步详细说明。
图1是现有的填谷电路示意图；
图2是中国专利CN105162315A的电路图；
图3是本发明的简化高效功率因数校正电路图；
图4是图3中的后续直流-直流变换器为降压式功率开关变换器时的电路图；
图5是图3中的后续直流-直流变换器为升降压式功率开关变换器时的电路图；
图6图3中的后续直流-直流变换器为反激式功率开关变换器时的电路图；
图7是图3中的后续直流-直流变换器为正激式功率开关变换器时的电路图。
具体实施方式
实例、一种简化高效功率因数校正电路，如图3所述，包括EMI滤波器1、压控电荷泵电路和后续直流-直流变换器4，压控电荷泵电路包括输入电流校正支路2、电荷泵电路3和谐振电容Cr。
电感Lf、电容Cf构成EMI滤波器1，电感Lf与电容Cf串联支路形成EMI输入端口，电容Cf的两端为EMI输出端口，输入瞬时电压VAC与EMI输入端口相级联；此为公知技术。EMI输出端口与输入电流校正支路2的输入端口相级联。
输入电流校正支路2包括电感L1、二极管DK1、二极管DK2、二极管DK3和整流器21；二极管DK1、二极管DK2、二极管DK3均为快恢复二极管；输入瞬时电压VAC经EMI滤波器1中的电容Cf的两端输出；
电感L1与EMI输出端口相连作为交流输入端AC+，电容Cf的EMI输出端口另一端为交流输入端AC-；
电感L1的输出端与整流器21的交流输入端一相连；二极管DK2阳极并联在电感L1的输出端，二极管DK1的阳极同时与如下2者相并联：电容Cf的EMI输出端口(即，交流输入端AC-)、整流器21的交流输入端二。
二极管DK1和DK2的阴极并联后与DK3的阳极相联；二极管DK3的阴极与整流器21的输出端口的正端相连；整流器21的输出端口的负端为公共地端。
所述电荷泵电路3包括电荷泵电容Cc、耦合电感L2及填谷电路；所述填谷电路是由电容Cd1、Cd2，二极管D1、D2、D3构成(此为公知技术)；电容Cd1、Cd2均为储能电容；
填谷电路的连接关系如下：填谷电路的正端为电容Cd1的一端，电容Cd1的另一端与二极管D1的阳极相联；二极管D1的阴极与电容Cd2的一端相联，电容Cd2的另一端为填谷电路的负端。二极管D2的阳极与填谷电路的负端相联；二极管D2的阴极与二极管D1的阳极相联。二极管D3阴极与填谷电路的正端相联；二极管D3的阳极与二极管D1的阴极相联。
所述耦合电感L2有2个绕组：
耦合电感L2的原边绕组同名端与填谷电路的正端相串联；填谷电路负端与整流器21的输出端口的负端相联，耦合电感L2的原边绕组非同名端与整流器21的输出端口的正端相连；
耦合电感L2的付边绕组的同名端与二极管DK1的阴极以及二极管DK2的阴极相连；耦合电感L2的付边绕组的非同名端与电荷泵电容Cc一端相连，电荷泵电容Cc的另一端与整流器21的输出端口的负端相连。
谐振电容Cr的一端与整流器21的输出端口的正端相连，谐振电容Cr的另一端与整流器21的输出端口的负端并联；
因此，输入电流校正支路2中的二极管DK1和二极管DK2的阴极与电荷泵电路3中的耦合电感L2的付边绕组的同名端相联。二极管DK1和DK2的阴极并联后与DK3的阳极相联；二极管DK3的阴极与整流器21的输出端口的正端相连。
后续直流-直流变换器4的正端与整流器21的输出端口的正端相连，后续直流-直流变换器4的负端与整流器21的输出端口的负端并联；即，后续直流-直流变换器可以以脉冲电流源等效形式与整流器21的输出端口并联来等效。
因此，实际使用时，EMI滤波器1与输入电流校正支路2、电荷泵电路3、谐振电容Cr、后续直流-直流变换器4形成级联关系。
所述电荷泵电路3的输出与谐振电容Cr以及后续直流-直流变换器4的输入端相并联；所述输入电流校正支路2和电荷泵电路3相级联；谐振电容Cr的作用是完成压控电荷泵电路的控制。
在本发明中：
谐振电容Cr根据输入瞬时电压VAC与电荷泵电路3的填谷电路中的储能电容Cd1和Cd2电压的差值控制何时电荷泵电路3全功率开启，何时电荷泵电路3部分功率开启，何时电荷泵电路3停止开启。
二极管DK1、DK2、DK3与耦合电感L2绕组和电容Cc以及填谷电路构成的电荷泵电路3一起控制和校正市电的输入电流。
当输入交流瞬时电压VAC为0时，电荷泵电路3全功率开启，电荷泵电路3提供后续直流-直流变换器4的全部输入电流；
当输入交流瞬时电压VAC为VAC峰值时，电荷泵电路3停止开启，电荷泵电路3完全不提供后续直流-直流变换器4的输入电流；
其余状态下(即，除了VAC为0和VAC峰值以外的情况)，电荷泵电路3部分功率开启，开启功率的大小随着输入交流瞬时电压VAC的增加而减小；电荷泵电路3提供后续直流-直流变换器4的部分输入电流。
借助耦合电感L2原边绕组的同名端流入电流的推力将电荷泵电容Cc的存储能量与填谷电路内存储的能量一并提供给后续直流-直流变换器4；二极管DK1、DK2和DK3保证电荷泵电容Cc只对填谷电路和后续直流-直流变换器4提供和输出能量，输入电流校正支路2的二极管DK1、DK2以及整流器21与电荷泵电容Cc和耦合电感L2的付边绕组保证电荷泵电容Cc仅仅从输入电流校正支路2获取能量；输入电流校正支路2的输出分别为整流器21输出和二极管DK3的输出；具体输入电流校正支路2的输出是选择整流器21输出还是选择二极管DK3输出，这是由输入交流电压瞬时电压VAC高低决定的。一般而言，当输入交流电压瞬时电压VAC接近峰值条件时，输入电流校正支路2的输出选择整流器21输出，反之，当输入交流电压瞬时电压VAC接近0V条件时，输入电流校正支路2的输出选择二极管DK3输出。
实施例1、一种简化高效功率因数校正电路(校正装置)，如图4所述，连接关系与图3所示的主要结构图相同，除后续直流-直流变换器4是采用一具体的降压开关电路。这降压开关电路是由电感L，功率开关Q，续流二极管D、输出电容C以及负载Rd构成。续流二极管D的阴极与整流器21的正端相联，续流二极管D的阳极与功率开关Q的漏极相联，功率开关Q的源极与整流器21负端相联；电感L一端与功率开关Q的漏极相联，电感L的另一端与输出电容C一端相联；输出电容C的另一端与整流器21正端相联；负载Rd与输出电容C并联。功率开关Q的栅极是受控于相应的控制电路。
谐振电容Cr的作用是完成压控电荷泵电路的控制，也就是说该谐振电容Cr根据输入瞬时电压VAC与填谷电路的储能电容Cd1和Cd2上电压的差值控制何时电荷泵电路3全功率开启，何时电荷泵电路3部分功率开启，何时电荷泵电路3停止开启。
工作过程具体如下：
本发明(压控电荷泵)的工作原理为如下5个状态：
1.VAC(输入瞬时电压VAC)的瞬时值接近VAC峰值(即，约为峰值的大于90％～100％)时：后续直流-直流变换器4的功率开关Q导通，后续直流-直流变换器4的输入端有一输入电流，即电感L的电流，其大小由后续直流-直流变换器4输出电流决定。后续直流-直流变换器4的输入电流首先从谐振电容Cr获取能量，谐振电容Cr上电压下降；整流器21的瞬时输出电压接近VAC峰值，随着谐振电容Cr上电压下降，整流器21输出电压也跟着下降，这样电感L1的电流会增加直至等于后续直流-直流变换器4的输入电流；如果此时谐振电容Cr上电压还高于填谷电路的储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压，填谷电路不输出电流，这电荷泵电路3不驱动电容Cc来增加电感L1的储能。电感L1电流是后续直流-直流变换器4的输入电流；当后续直流-直流变换器4的功率开关Q截至，电感L电流经续流二极管D续流，这样后续直流-直流变换器的输入电流消失，电感L1中的电流经整流器21，耦合电感L2的原边绕组和填谷电路的二极管D1对储能电容(电容Cd1和Cd2)充电。储能电容(电容Cd1和Cd2)上电压是以上升方式渐进的增加。
2.输入瞬时电压VAC的瞬时输入电压远大于电荷泵电路3的填谷电路的储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压(即，约为峰值的70％～90％)时：当后续直流-直流变换器4的功率开关Q导通，这后续直流-直流变换器4的输入电流为电感L的电流，其大小由后续直流-直流变换器的输出电流决定。这后续直流-直流变换器的输入电流首先从谐振电容Cr获取能量，谐振电容Cr上电压下降，整流器21输出电压也跟着下降；整流器21输出瞬时电压高于填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压，随着谐振电容Cr上电压下降，电感L1的电流会增加。如果电感L1的电流还不等于后续直流-直流变换器的输入电流并且谐振电容Cr上电压低于填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压，电荷泵电路3开启；电荷泵电路3与电感L1一并向后续直流-直流变换器的输入端提供输入电流。此时这电荷泵电路3的输出电压为填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压减去耦合电感L2付边的反射电压。由于VAC的瞬时输入电压大于填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压，电感L1电流将继续增加；如果电感L1电流大于等于后续直流-直流变换器的输入电流，这填谷电路将不输出能量。电感L1电流是与后续直流-直流变换器的输入电流基本同步。当后续直流-直流变换器的功率开关Q截至，电感L电流经续流二极管D续流，这样后续直流-直流变换器的输入电流消失，电感L1中的电流经整流器21，耦合电感L2的原边绕组和填谷电路的二极管D1对储能电容(电容Cd1和Cd2)充电。储能电容(电容Cd1和Cd2)上电压是以下降上升方式渐进的增加。
3.VAC的瞬时输入电压接近但大于电荷泵电路的填谷储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压(即，约为峰值的50％～小于70％)时：当后续直流-直流变换器的功率开关Q导通，这后续直流-直流变换器的输入电流为电感L的电流，其大小由后续直流-直流变换器输出电流决定。这后续直流-直流变换器的输入电流首先从谐振电容Cr获取能量，谐振电容Cr上电压下降；整流器21瞬时输出电压高于为填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压，随着谐振电容Cr上电压下降，整流器21输出电压也跟着下降；电感L1的电流会增加。如果电感L1的电流还不等于后续直流-直流变换器的输入电流并且谐振电容Cr上电压低于填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压，电荷泵电路3开启；电荷泵电路3与电感L1一并向后续直流-直流变换器的输入端提供输入电流。此时这电荷泵电路3的输出电压为填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压减去减去耦合电感L2付边的反射电压。由于VAC的瞬时输入电压接近填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压，电感L1电流将继续增加；但电感L1电流小于后续直流-直流变换器的输入电流，这电荷泵电路将输出电感L1电流与后续直流-直流变换器的输入电流的差值。注意：电荷泵电路3将仅仅输出电感L1电流与后续直流-直流变换器的输入电流的差值。电感L1电流是与后续直流-直流变换器的输入端拉动电流基本同步。当后续直流-直流变换器的功率开关Q截至，电感L电流经续流二极管D续流，后续直流-直流变换器的输入电流消失，电感L1中的电流经整流器21，耦合电感L2的原边绕组和填谷电路的二极管D1对储能电容(电容Cd1和Cd2)充电。储能电容(电容Cd1和Cd2)上电压是以下降上升方式渐进的下降。
4、VAC的瞬时输入电压接近但小于电荷泵电路的填谷储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压(即，约为峰值的30％～小于50％)时：
当后续直流-直流变换器的功率开关导通，这后续直流-直流变换器的输入电流为电感L电流，其大小由后续直流-直流变换器输出电流决定。这后续功率直流-直流变换器的输入电流首先从谐振电容Cr获取能量，谐振电容Cr上电压下降；随着谐振电容Cr上电压下降，并且谐振电容Cr上电压低于填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压，这电荷泵电路3开启；这电荷泵电路3向后续直流-直流变换器的输入端提供输入电流。此时电荷泵电路3的输出电压为填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压减去减去耦合电感L2付边的反射电压。随着填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)向后续直流-直流变换器的输入端提供输入电流，填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上电压下降。由于VAC的瞬时输入电压接近但小于电荷泵电路的填谷储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压，这时电感L1电流是与后续直流-直流变换器的输入电流是错位的，即，当后续直流-直流变换器的功率开关Q截至，电感L电流经续流二极管D续流，后续直流-直流变换器4的输入电流消失，由于电荷泵电路作用，电感L1相当于经输入交流VAC交流短路，电感L1电流随输入交流VAC瞬时电压，从零线性增加；然后电感L1中的电流经二极管DK2或DK1再经DK3，耦合电感L2的原边绕组和填谷电路的二极管D1对储能电容(电容Cd1和Cd2)充电，直至电感L1中电流下降为零。由于填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上电压先放电后充电，总的来讲，填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上电压是以下降上升方式渐进的下降。
5、VAC的瞬时输入电压远小于电荷泵电路的填谷储能电容(电容C1和C2)上的电压(即，为峰值的0％～小于30％)时：当后续直流-直流变换器的功率开关Q导通，这后续直流-直流变换器的输入电流为电感L电流，其大小由后续直流-直流变换器输出电流决定。这后续直流-直流变换器的输入电流首先从谐振电容Cr获取能量，谐振电容Cr上电压下降；随着谐振电容Cr上电压下降，并且谐振电容Cr上电压低于填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上电压，电荷泵电路3开启；电荷泵电路3向后续直流-直流变换器的输入端提供输入电流。此时电荷泵电路3的输出电压为填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压减去减去耦合电感L2付边的反射电压。随着填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)向后续直流-直流变换器的输入端提供输入电流，填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上电压下降。由于VAC的瞬时输入电压远小于电荷泵电路3的填谷储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压，这时电感L1电流是与后续直流-直流变换器的输入电流是错位的，即，当后续直流-直流变换器的功率开关Q截至，电感L电流经续流二极管D续流，后续直流-直流变换器4的输入电流消失，由于电荷泵电路3作用，电感L1相当于经输入交流VAC交流短路，电感L1电流随输入交流VAC瞬时电压，自零线性增加；然后电感L1中的电流经二极管DK2或DK1再经DK3，耦合电感L2的原边绕组和填谷电路的二极管D1对储能电容(电容Cd1和Cd2)充电，直至电感L1中电流下降为零。由于填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上电压先放电后充电，总的来讲，填谷的内储能电容(电容Cd1和Cd2)上电压是以下降上升方式渐进的下降。
由上述5个工作状态描述可知，谐振电容Cr根据输入交流VAC瞬时电压大小将电荷泵电路3控制分别在5个工作模式上工作；并且这5个工作模式基本上是平滑过渡的。在每一工作模式上对应输入电流开关周期平均值是随着整流器21输出瞬时电压大小而变化。谐振电容Cr容值大小是由后续直流-直流变换器的输入端输入电流大小决定的。对不同的后续直流-直流变换器的额定功率，谐振电容Cr容值有一最优值，该最优值能使得这5个工作模式平滑过渡，即，VAC的输入电流与VAC的输入电压呈线性关系变化；也就是说影响VAC输入电流的总谐波失真大小。填谷电路中的储能电容Cd1和Cd2上电压也是随输入交流瞬时电压大小变化，由于填谷电路中的储能电容Cd1和Cd2值选择比较大，储能电容Cd1和Cd2上电压变化范围可以在合理的范围内。
由上述5个工作状态描述可知，由于压控电荷泵电路的特性，压控电荷泵电路能够瞬时对后续直流-直流变换器的输入端输入电流的提供全部电流，或者部分电流甚至提供零电流。这就解决了电感L1电流大小随VAC输入电压变化而后续直流-直流变换器的输入电流不变化的矛盾，也就是说，压控电荷泵电路充当一电流缓冲电路，它能将VAC瞬时输入电流与后续直流-直流变换器的输入电流的差值补上，具体是由填谷电路中的储能电容Cd1和Cd2来完成；这样VAC的输入电流可以随着VAC输入电压变化而后续直流-直流变换器的输出电流或功率依然恒定输出，也就是说市电输入的倍频分量被填谷电路中的储能电容Cd1和Cd2吸收了。
由上述5个工作状态描述可知，随着输入交流VAC瞬时电压由峰值向零电压变化，电感L1电流开关周期平均值逐渐由最大值(即，对应峰值的电流)减小到零；由于VAC的瞬时输入电压大于电荷泵电路的填谷储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压逐渐变为小于电荷泵电路的填谷储能电容(电容Cd1和Cd2)上的电压，输入电感L1电流也是与后续直流-直流变换器的输入电流由同相逐渐变为异相。正是由于VAC输入电流的在每一个开关周期内的平均值是与VAC输入瞬时电压呈线性关系变化，这才保证满足总谐波失真小于15％要求可以实现。
实施例2、将实施例1中的后续直流-直流变换器4由“降压式功率开关变换器”改为“升降压式功率开关变换器”，如图5所述。连接关系与图3所示的主要结构图相同，除后续直流-直流变换器是以一具体的升降压式功率开关电路代替。这升降压式功率开关电路是由电感L，功率开关Q，输出二极管D、输出电容C以及负载Rd构成。电感L一端与整流器21正端相联，电感L的另一端与输出二极管D的阳极和功率开关Q的漏极相联，功率开关Q的源极与整流桥负端相联；输出二极管D的阴极与输出电容C相联；输出电容C的另一端与整流器21的正端相联；负载Rd是与输出电容C并联。功率开关Q的栅极是受控于相应的控制电路。
当功率开关Q导通有输入电流为电感L电流，当功率开关Q截至，电感L电流经输出二极管D输出负载电流，升降压式功率开关电路的输入电流为零。在5个工作状态运行中与实施例1等同。
实施例3、将实施例1中的后续直流-直流变换器4降压式功率开关变换器改为“反激式功率开关变换器”，如图6所述。连接关系与图3所示的主要结构图相同，除后续直流-直流变换器是以一具体的反激式功率开关电路代替。这反激式功率开关电路是由耦合电感T，功率开关Q，输出二极管D、输出电容C以及负载Rd构成。耦合电感T原边绕组非同名端与整流器21正端相联，耦合电感T原边绕组的同名端与功率开关Q的漏极相联，功率开关Q的源极与整流器21负端相联；耦合电感T付边绕组的同名端与输出二极管D的阳极相联；输出二极管D的阴极与输出电容C相联；输出电容C的另一端与耦合电感T付边绕组的非同名端相联；负载Rd是与输出电容C并联。功率开关Q的栅极是受控于相应的控制电路。当功率开关Q导通，有输入电流为耦合电感T原边绕组电流，当功率开关Q截至，耦合电感T付边绕组电流经输出二极管D输出负载电流，反激式功率开关电路的输入电流为零。在5个工作状态运行中与实施例1等同。
实施例4、将实施例1中的后续直流-直流变换器4降压式功率开关变换器改为“正激式功率开关变换器”，如图7所述。连接关系与图3所示的主要结构图相同，除后续直流-直流变换器是以一具体的正激式功率开关电路代替。这正激式功率开关电路是由隔离变压器T、输出电感L、功率开关Q、输出二极管D11、续流二极管D12、输出电容C以及负载Rd构成。隔离变压器T原边绕组同名端与整流器21正端相联，隔离变压器T原边绕组非同名端与功率开关Q的漏极相联，功率开关Q的源极与整流器21负端相联；功率开关Q的栅极受控于相应的控制电路。隔离变压器T付边绕组同名端与输出二极管D11的阳极相联；输出二极管D11的阴极与输出电感L相联；输出电感L的另一端与输出电容C一端相联；输出电容C的另一端与续流二极管D12的阳极和隔离变压器T付边绕组非同名端相联；续流二极管D12的阴极与输出二极管D11的阴极相联；负载Rd是与输出电容C并联。当功率开关Q导通，有输入电流为隔离变压器T原边绕组电流，这隔离变压器T原边绕组电流是原边绕组的激磁电流加上付边输出电流反射到原边的电流。当功率开关Q截至，输出电感L电流经续流二极管D12输出负载电流，正激式功率开关电路的输入电流为零。在5个工作状态运行中与实施例1等同。
与作为相应技术的图2相比，在本发明对应的图3～7中，整流器21的输出到后续直流-直流变换器4的功率回路中没有图2所示的快速恢复二极管D2。这样可以比图2所示电路降低一个二极管压降的导通损耗，而提高系统的效率。这快速恢复二极管压降是一个固定电压(1.25V左右)，对额定输入交流电压而言，功率回路的电压是相应固定；随着系统输出功率增加，这功率回路中流过的电流Io增加，这二极管上的导通损耗Pd＝1.25×Io增加，这将增加其散热成本。相比图2的D2损耗，本发明可以提高1～2％效率。并且耦合电感绕组数由图2中3个绕组降低为两个绕组如图3、4、5、6、7所示。
由上述5个工作状态描述可知，后续直流-直流变换器4的输入电流必须是一断续电流才能保证这压控电荷泵电路正常工作。后续直流-直流变换器4为降压式、升降压式、反激式和正激式直流-直流的输入电流是断续的，它们能够与这压控电荷泵电路协调工作使得输入高功率因数并且输入电流的总谐波失真低于15％。
最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。
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