具体实施方式

请参照图式，其中相同的组件符号代表相同的组件，本发明的原理是以实施在一适当的运算环境中来举例说明。以下的说明是基于所例示的本发明具体实施例，其不应被视为限制本发明未在此详述的其它具体实施例。

参阅图1，本发明实施例提供的一种基于变压器匹配网络的射频功率放大器100，具体包括依次连接的输入匹配网络10、第一级单路放大电路20、第一级间匹配网络30、第二级双路放大电路40、第二级间匹配网络50、第三级四路放大电路60以及输出网络匹配70。

其中，所述第一级间匹配网络30包括一个第一变压器T1，所述第二级间匹配网络50包括两个第二变压器T2，所述输出匹配网络70包括两个第三变压器T3和一个第四变压器T4。

单端射频输入信号RFin依次经过所述输入匹配网络10和所述第一级单路放大电路20后，经由所述第一变压器T1变为两路差分信号分别输出给所述第二级双路放大电路40的两个输入端，所述两路差分信号经由所述第二级双路放大电路40放大后分别输出给所述两个第二变压器T2，经由所述两个第二变压器T2变为四路差分信号分别输出给所述第三级四路放大电路60的四个输入端，所述四路差分信号经由所述第三级四路放大电路60放大后分别输出给所述两个第三变压器T3，经由所述第三变压器T3变为两路差分信号并分别输出给所述第四变压器T4的两个输入端，由所述第四变压器T4将两路差分信号合成为一路射频输出信号RFout进行输出。

由此，通过本发明的级间匹配网络和输出匹配网络，可以实现将输入的单端信号先变为两路差分信号，之后两路差分信号变为四路差分信号，再通过将四路差分信号合成为两路差分信号，最后再合成为一个单端信号输出，在不影响和恶化其他指标的同时获得了较高的输出功率；此外，级间匹配网络和输出匹配网络都是通过变压器实现，相比于现有多个匹配拓扑结构级联，有效的缩小了版图面积，同时没有带来额外的插损，对增益和输出回波损耗的优化的效果有显著提升。

在一些实施例中，第一至第三级放大电路可均采用HBT晶体管实现，具体如图1所示，第一级单路放大电路20包括一个第一晶体管Q1，第二级双路放大电路40包括两个第二晶体管Q2，第三级四路放大电路60包括四个第三晶体管Q3。其中，所述第一晶体管Q1的基极和集电极对应为所述第一级单路放大电路20的输入端和输出端，两个所述第二晶体管Q2的基极对应为所述第二级双路放大电路40的两个输入端，两个所述第二晶体管Q2的集电极对应为所述第二级双路放大电路40的两个输出端，四个所述第三晶体管Q3的基极对应为所述第三级四路放大电路60的四个输入端，四个所述第三晶体管Q3的集电极对应为所述第三级四路放大电路60的四个输出端。其中，所述第三级四路放大电路60的四个输入端两两为一组，每组的两个输入端分别对应的两个输出端为一组输出端，也就是两个第三晶体管Q3为一组。

在具体的实施方式中，第一变压器T1的两个输入端分别与第一晶体管Q1的集电极和电源信号Vcc1连接，第一变压器T1的两个输出端分别与两个第二晶体管Q2的基极连接，所述两个第二变压器T2分别与所述第二级双路放大电路40的两个输出端一一对应，即两个第二变压器T2分别与两个第二晶体管Q2一一对应，每个第二变压器T2的两个输入端分别与对应的第二晶体管Q2的集电极和电源信号Vcc2连接，一个第二变压器T2的两个输出端分别与同一组的两个第三晶体管Q3的基极连接，另一个第二变压器T2的两个输出端分别与另一组的两个第三晶体管Q3连接。一个第三变压器T3的两个输入端分别与同一组的两个第三晶体管Q3的集电极连接，另一个第三变压器T3的两个输入端分别与另一组的两个第三晶体管Q3的集电极连接。此外，两个第三变压器T3的其中一个输出端都是接地，两个第三变压器T3的另一个输出端分别连接第四变压器T4的两个输入端，第四变压器T4的一个输出端接地，另一个输出端用于输出射频输出信号RFout。

对于第三级四路放大电路60，本实施例采用的是两路2个晶体管并联，有利于增大晶体管基极输入端阻抗值，可有效降低级间匹配难度，并完成阻抗变换。并且，对于第一级间匹配网络30，通过采用变压器来实现，将单端信号变为两路差分信号分别输入至第二级双路放大电路40的两个晶体管Q2，可有效降低级间匹配难度，并且第二晶体管Q2不需串联基极电阻，因此对其增益、输出功率和输出功率的线性度都有很大提升。

从图1可以看出，本发明实施例中，第一级单路放大电路20采用第一晶体管Q1实现一路放大电路，在其他实施例中，第一晶体管Q1的数量不限于是一个，可以采用多个并联的第一晶体管Q1实现第一级单路放大电路20，多个第一晶体管Q1实现并联的方式为多个第一晶体管Q1的基极各自串联一个第二电阻R2后并联在一起，第一晶体管Q1的集电极并联在一起作为第一级单路放大电路20的输出端，第一晶体管Q1的发射极均接地。同理地，图1所示的实施例中，第二级双路放大电路40采用两个第二晶体管Q2分别实现两路放大电路，在其他实时方式中，第二级双路放大电路40的每一路放大电路可以采用多个并联的第二晶体管Q2实现，每一路中多个并联的第二晶体管Q2的基极并联在一起，集电极并联在一起，发射极接地。此外，图1所示的实施例中，第三级四路放大电路60采用四个第三晶体管Q3分别实现四路放大电路，在其他实时方式中，第三级四路放大电路60的每一路放大电路可以采用多个并联的第三晶体管Q3实现，每一路中多个并联的第三晶体管Q3的基极并联在一起，集电极并联在一起，发射极均接地。通过多个晶体管并联的方式实现放大，可以提高放大电路的性能。

可以理解的是，本发明实施例的放大电路并不局限于采用HBT晶体管实现，也可以采用COMS管实现，或者还可以是晶体管的组合来实现，只要实现功率放大即可。

继续参阅图1，本发明实施例中，射频功率放大器100还包括连接在所述第一晶体管Q1的基极和集电极之间的负反馈网络80。负反馈网络80包括串联的第一电阻R1和第一电容C1。所述射频功率放大器100还包括第二电阻R2，所述第二电阻R2串联在所述输入匹配网络10和所述第一晶体管Q1的基极之间，并与所述负反馈网络80并联。

通过第二电阻R2的作用，可以进一步提高第一级放大电路20的稳定性和优化输入回波损耗。而通过在第一晶体管Q1集电极与基极之间增加负反馈网络80，负反馈网络80中的第一电阻R1可调节反馈深度，增加稳定性的同时使第一级放大电路20的增益和输出功率有所降低。

本发明实施例中，输入匹配网络10采用两阶LC匹配实现，如图1所示，所述输入匹配网络10包括电感L1、L2和电容C2、C3，所述电容C2的一端与所述电感L1的一端并联并用于输入单端射频输入信号RFin，所述电容C2的另一端与电容C3的一端连接，所述电容C3的另一端和所述第一晶体管Q1的基极连接，所述电感L1的另一端接地，所述电感L2的一端连接在所述电容C2和C3之间，所述电感L2的另一端接地。通过采用两阶LC匹配实现输入匹配，有利于优化整体电路的输入回波损耗。

其中，第一级间匹配网络30还包括电容值相同的滤波电容C4和C5、两个隔直电容C6以及扼流电感L3，两个滤波电容C4和C5的一端分别与第一变压器T1的两个输入端连接，两个滤波电容C4和C5的另一端分别接地，两个隔直电容C6分别串联在第一变压器T1的两个输出端和对应连接的第二晶体管Q2的基极之间。扼流电感L3串联在电源信号Vcc1和与该电源信号Vcc1连接的第一变压器T1的输入端之间。

第二级间匹配网络50还包括两个滤波电容C7和四个隔直电容C8，其中一个滤波电容C7串联在一个第二晶体管Q2的集电极和与其连接的第二变压器T2的输入端之间，另一个滤波电容C7串联在另一个第二晶体管Q2的集电极和与其连接的另一个第二晶体管Q2的输入端之间，每个第二变压器T2的每个输出端和与其连接的第三晶体管Q3的基极之间都串联有一个所述隔直电容C8。

此外，输出匹配网络70还包括四个第一滤波电容C9、两个第二滤波电容C10以及两个电感L4，四个第一滤波电容C9的一端与四个第三晶体管Q3的集电极一一对应连接，四个第一滤波电容C9的另一端分别接地，两个第二滤波电容C10的一端分别与第四变压器T4的两个输入端连接，两个第二滤波电容C10的另一端方分别接地，并且第四变压器T4的输入端和对应连接的第三变压器T3的输出端之间串联有所述电感L4。

本发明的实施例中，所述第一变压器T1和所述第二变压器T2为对称互绕变压器， 第三变压器T3和所述第四变压器T4为叠层升压变压器，所述对称互绕变压器和所述叠层升 压变压器的初级线圈和次级线圈的匝数比都为之间。

参阅图3，本发明实施例的对称互绕变压器为轴对称结构，接地点在对称轴上，由 此在输出信号相位转换时可确保相位足够精确，在传输差分信号方面有较大优势。此外，对 称互绕变压器有较大的互感，因此其耦合系数K值较大为，K值越大，变压器越接 近理想状态，其带宽较宽、插入损耗较小。并且该变压器的初级线圈和次级线圈的端口在变 压器两端，因此十分适合用于前后级电路的级联。例如，以第二变压器T2为例，变压器的E、F 端分别连接第二晶体管Q2的输出端与隔离端（即直流供电端Vcc2），E、F端及其连接线圈为 初级线圈，M、N端连接第三级放大电路的两路差分信号的输入端，M、N及其连接线圈为次级 线圈，初、次级线圈匝数比在与之间。

如图4至图5所示，本发明实施例的叠层升压变压器包括依次层叠的第一金属层A、 第二金属层B以及第三层金属层C，每层所述金属层具有两个连接端，相邻两层金属层之间 设置有绝缘层（图未示意），所述绝缘层上具有通孔D。其中第一层金属层A和第三层金属层C 为次级线圈，并且第一金属层A的一端通过所述通孔D与第三金属层C的一端连接，第二层金 属层B为初级线圈。如图4所示，每层金属层呈环状，从而限定出由金属层环绕的中间区域， 通孔D位于中间区域上，第一金属层A的一端和第三金属层C的一端弯折延伸至该中间区域， 以通过中间区域的通孔D连接。其中，所述第一金属层A一端的弯折部A1和所述第三金属层C 一端的弯折部C1在层叠方向上重合。其中，图4示意的是输出匹配网络70中的两个第三变压 器T3和一个第四变压器T4的连接结构示意图，图中“”、“”表示的是输入端，“GND” 表示接地，GND可保持两个输出信号的相位差为180°；在第一、三金属层A、C与第二金属层B 的耦合下，感应出信号，以此将两个信号合成为一个信号，两个第三变压器T3合成的信号输 出后，进入第四变压器T4后信号再次合成，最终输出为一个RFout信号，达成四路合成的目 的。

在另一些实施例中，如图6和图7所示，所述第一金属层A一端的弯折部A1和所述第三金属层C一端的弯折部C1在层叠方向上的投影也可以是大致在一条直线上，通过此种结构的变压器，如图8所示至图10所示，图8为图6所示的叠层升压变压器的相位仿真波形图，图9是图6所示的叠层升压变压器的插损和幅度仿真波形图，其中曲线S(3,1)表示幅度曲线，S(3,2)表示插损曲线，图10是图6所示的叠层升压变压器的驻波仿真波形图，从图中可看出，变压器可在合成输出功率的同时，具有非常好的幅度、相位的一致性，并且有较小的插损和较好的驻波。

以上对本发明实施例所提供的一种基于变压器匹配网络的射频功率放大器进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。