阅读说明：本技术 高频感应加热串联谐振软开关逆变控制方法 (High-frequency induction heating series resonance soft switch inversion control method ) 是由 于占东 付莹 邢星 于震 张鹏 于 2019-10-30 设计创作，主要内容包括：一种高频感应加热串联谐振软开关逆变控制方法,属于软开关逆变控制技术领域。本发明针对现有感应加热逆变领域采用移相谐振方波实现软开关的逆变控制,其硬开关造成的发热存在于同一开关管模块中,散热难度大的问题。软开关逆变控制方法采用与逆变电源主回路频率相同的三角波获得对开关器件的驱动脉冲；以二分之一三角波幅值作为基准,结合设定的调整幅值选定两个基准幅值；使三角波幅值与其中一个基准幅值的比较结果作为一个桥臂上两个开关器件的触发电平,使三角波幅值与其中另一个基准幅值的比较结果作为另一个桥臂上两个开关器件的触发电平；每个桥臂上两个开关器件的逻辑相反。本发明用于实现感应加热串联谐振软开关的逆变。(A high-frequency induction heating series resonance soft switch inversion control method belongs to the technical field of soft switch inversion control. The invention aims at the problems that in the existing induction heating inversion field, inversion control of a soft switch is realized by adopting phase-shifting resonance square waves, heating caused by hard switching of the soft switch exists in the same switch tube module, and the heat dissipation difficulty is high. The soft switching inversion control method adopts triangular waves with the same frequency as the main loop of the inversion power supply to obtain driving pulses for a switching device; selecting two reference amplitudes by taking the amplitude of the half triangular wave as a reference and combining with a set adjustment amplitude; enabling the comparison result of the triangular wave amplitude and one of the reference amplitudes to serve as the trigger levels of the two switching devices on one bridge arm, and enabling the comparison result of the triangular wave amplitude and the other reference amplitude to serve as the trigger levels of the two switching devices on the other bridge arm; the logic of the two switching devices on each bridge arm is opposite. The invention is used for realizing inversion of the induction heating series resonance soft switch.)

高频感应加热串联谐振软开关逆变控制方法

技术领域

本发明涉及高频感应加热串联谐振软开关逆变控制方法，属于软开关逆变控制技术领域。

背景技术

感应加热又称为电磁感应加热，它利用电磁感应原理使被加热材料的内部产生电流，并依靠涡流的能量达到加热的目的，是一种先进的加热技术。感应加热由于具有加热效率高、速度快、可控性好以及易于实现机械化和自动化等优点，而被广泛应用于冶金、机械、电子等工业领域的熔炼、焊接、热处理、热锻造、外延加工等热加工工艺中，已经展示了越来越广泛的应用前景。

目前，感应加热逆变领域大多数采用移相谐振方波实现软开关的逆变控制，这种方法在系统调功过程失谐的情况下，产生大电流硬关断时，由于硬开关造成的发热通常由同一桥臂上同一模块的开关管承担，因此存在散热难度大的缺陷，进而可对系统的可靠性造成影响。

发明内容

针对现有感应加热逆变领域采用移相谐振方波实现软开关的逆变控制，其硬开关造成的发热存在于同一开关管模块中，散热难度大的问题，本发明提供一种高频感应加热串联谐振软开关逆变控制方法。

本发明的一种高频感应加热串联谐振软开关逆变控制方法，所述逆变控制方法控制的逆变电源主回路包括单相全桥式逆变电路，所述单相全桥式逆变电路包括两个桥臂，每个桥臂包括两个开关器件；所述逆变电源主回路工作于感性谐振状态；

所述软开关逆变控制方法采用与逆变电源主回路频率相同的三角波获得对开关器件的驱动脉冲；以二分之一三角波幅值作为基准，结合设定的调整幅值选定两个基准幅值；使三角波幅值与其中一个基准幅值的比较结果作为一个桥臂上两个开关器件的触发电平，使三角波幅值与其中另一个基准幅值的比较结果作为另一个桥臂上两个开关器件的触发电平，实现对逆变电源主回路中四个开关器件的软开关控制；每个桥臂上两个开关器件的逻辑相反。

根据本发明的高频感应加热串联谐振软开关逆变控制方法，设定一个桥臂上的两个开关器件为VT1和VT2，另一个桥臂上的两个开关器件为VT3和VT4；所述触发电平包括对VT1、VT2、VT3和VT4进行触发的电平信号；

设定二分之一三角波幅值为T₀，调整幅值为Δ，则三角波幅值大于T₀+Δ时，VT1为高电平，VT2为低电平；三角波的幅值低于T₀+Δ时，VT1为低电平，VT2为高电平；VT1和VT2之间设定死区时间τ₀；

三角波的幅值大于T₀-Δ时，VT4为高电平，VT3为低电平；三角波的幅值低于T₀-Δ时，VT4为低电平，VT3为高电平；VT3和VT4之间设定死区时间τ₀；

所述高电平对应相应开关器件的导通，低电平对应相应开关器件的截止。根据本发明的高频感应加热串联谐振软开关逆变控制方法，所述控制方法中逆变电源主回路的输出功率计算方法为：

所述逆变电源主回路工作于感性谐振状态时，逆变输出电压基频分量U_AB0超前负载电流I_AB相位β/2，式中β为VT1和VT3的相位差；则逆变输出电压U_AB的傅里叶表达式为：

式中U_d为逆变电源主回路的直流电压，ω为逆变基波角频率；

U_AB(t)的基波分量U_AB0(t)为：

U_AB0(t)的有效值U_AB0为：

设基波电流移相角φ₁为：

式中φ₀为负载电流与逆变输出电压方波之间的相角；

则负载电流I_AB(t)的基波分量的有效值I_AB0为：

式中Z为负载等效阻抗；

则逆变电源主回路的输出功率P为：

根据本发明的高频感应加热串联谐振软开关逆变控制方法，当VT1和VT3的相位差β＝0时，逆变电源主回路的输出功率P的最大值P_m为：

根据本发明的高频感应加热串联谐振软开关逆变控制方法，所述逆变电源主回路有功功率的标幺值

为：

根据本发明的高频感应加热串联谐振软开关逆变控制方法，当φ₀＝0时，

本发明的有益效果：本发明以不同于一般移相式谐振方波逆变的脉冲生成及控制方法，实现感应加热串联谐振软开关的逆变。本发明方法在逆变主回路工作在串联谐振状态时，能获得与传统方法相同的控制效果；在系统调功过程失谐，产生大电流硬关断时，硬开关所造成的发热由开关管所在的两个模块共同承担，散热效果更好。

附图说明

图1是本发明所述高频感应加热串联谐振软开关逆变控制方法的驱动脉冲信号产生过程示意图；

图2是所述逆变电源主回路的电路结构示意图；

图3是所述逆变电源主回路有功功率的标幺值与β角的关系曲线图；

图4是常规移相控制方式的逆变电路控制时序图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。

具体实施方式一、结合图1和图2所示，本发明提供了一种高频感应加热串联谐振软开关逆变控制方法，所述逆变控制方法控制的逆变电源主回路包括单相全桥式逆变电路，所述单相全桥式逆变电路包括两个桥臂，每个桥臂包括两个开关器件；所述逆变电源主回路工作于感性谐振状态；

所述软开关逆变控制方法采用与逆变电源主回路频率相同的三角波获得对开关器件的驱动脉冲；以二分之一三角波幅值作为基准，结合设定的调整幅值选定两个基准幅值；使三角波幅值与其中一个基准幅值的比较结果作为一个桥臂上两个开关器件的触发电平，使三角波幅值与其中另一个基准幅值的比较结果作为另一个桥臂上两个开关器件的触发电平，实现对逆变电源主回路中四个开关器件的软开关控制；每个桥臂上两个开关器件的逻辑相反。

进一步，结合图1及图2所示，设定一个桥臂上的两个开关器件为VT1和VT2，另一个桥臂上的两个开关器件为VT3和VT4；所述触发电平包括对VT1、VT2、VT3和VT4进行触发的电平信号；

设定二分之一三角波幅值为T₀，调整幅值为Δ，则三角波幅值大于T₀+Δ时，VT1为高电平，VT2为低电平；三角波的幅值低于T₀+Δ时，VT1为低电平，VT2为高电平；VT1和VT2之间设定死区时间τ₀；

三角波的幅值大于T₀-Δ时，VT4为高电平，VT3为低电平；三角波的幅值低于T₀-Δ时，VT4为低电平，VT3为高电平；VT3和VT4之间设定死区时间τ₀；

所述高电平对应相应开关器件的导通，低电平对应相应开关器件的截止。

其中Δ的选取与β有关，β的值关系到功率调整和输出范围。

所述逆变电源主回路如图2所示，图中A模块和B模块分别是全桥逆变的两个桥臂，在中小功率的逆变电路中，逆变桥的两个桥臂分别由IGBT模块构成，每个IGBT模块集成了2个IGBT单元。等效谐振槽路可以等效为串联谐振LCR电路。其中R_eq为加热系统等效电阻，L_eq为加热系统等效电感，C为谐振电容。所述逆变电源主回路的最佳工作状态是弱感性谐振状态，此时功率开关管工作在软开关状态。且系统工况相对稳定，即系统的电压电流在恒定频率下相位差唯一。

所述逆变电源主回路在感性条件下的具体工作过程如下：选取对称三角波T12的频率为逆变系统的频率，为实现逆变桥功率器件PWM驱动脉冲，采用2个比较值，即T₀+Δ和T₀-Δ。其中，T₀+Δ的值对应A桥臂开关器件VT1和VT2，T₀-Δ的值对应B桥臂开关器件VT3和VT4。即当三角波的幅值大于T₀+Δ时，VT1为高电平，当三角波的幅值低于T₀+Δ时，VT1为低电平。对于A桥臂的下桥臂VT2，其逻辑与VT1正好相反。为了防止上下桥臂同时导通，需要在VT1和VT2之间设定死区时间τ₀。B桥臂功率器件PWM驱动脉冲由T₀-Δ的值决定。当三角波的幅值大于T₀-Δ时，VT4为高电平，反之为低电平；VT3的逻辑与VT4正好相反。与A桥臂相同，B桥臂也需要防止上下桥臂同时导通，设置了死区时间τ₀。由图1可知，VT1和VT3的相位差为β，其值由两个桥臂比较值，即T₀+Δ和T₀-Δ的差决定，即由Δ决定。Δ越大则β越大。

τ₀的选取原则包括：当功率器件选择为P-MOSFET时，死区时间可以设置为1μs，当功率器件选择为IGBT时，死区时间设置为2～3μs。

所述逆变桥功率器件PWM驱动脉冲的产生过程可以通过分立的电子器件实现，也可以通过MCU处理器内部编程实现。

本发明方法的软开关工作过程为：

可以采用基于锁相环的频率跟踪技术可以使电压波形U_AB与电流波形I_AB同相位，此时，I_AB电流比U_AB的基波U_AB0相位滞后β/2，系统稳定工作在感性负载状态，有助于实现谐振软开关技术。

串联谐振逆变器在感性条件下工作过程如下：

a状态：t₀～t₁阶段，VT1与VT4导通，VT2，VT3断开，输出电压为正，输出电流为正，且从0开始增加，因此VT1属于零电流导通ZCON。此时电流流向：DC+→VT1→A→RLC槽路→B→VT4→DC-。

b状态：t₁～t₂阶段，VT4继续导通，VT1在t₁ ⁺时刻，大电流硬关断。在关断瞬时，VT1中电流移到C1中，C1、C2同槽路组成的电路迅速工作，C1充电、C2放电。因为充放电时间非常短，可近似认为电流不变。当C1充电到接近Ud，C2放电到接近0时，VD2正偏自然导通。

c状态：t₂～t₃阶段，VT2在t₂ ⁺时刻，VD2已经完成正偏自然导通，此时VT2的电压为0.7V左右，此时触发VT2，属于零电流导通ZVON。此时直流电源已经停止向系统供电，但是电路中依然有电流存在，且工作在环流状态，此时的电流为存在于槽路电容和电感中的能量。此时电流流向：A→RLC槽路→B→VT4→DC-→VD2。

d状态：t₃～t₄阶段，此阶段电路中电流已经接近为0，VT4在t₃ ⁺时刻断开，近似零电流关断ZCOFF。

e状态：t₄～t₅阶段，t₄ ⁺时刻VT3导通，此时电流接近为0，属于零电流导通ZCON，此阶段，VT3和VT2都处于导通状态，槽路上电压为负，槽路电流为负，且从0开始负方向增加。此时电流流向：DC+→VT3→B→RLC槽路→A→VT2→DC-。

f状态：t₅～t₆阶段，VT2继续导通，VT3在t₅ ⁺时刻，大电流硬关断。在关断瞬时，VT3中电流移到C3中，C3、C4同槽路组成的电路迅速工作，C3充电、C4放电。因为充放电时间非常短，可近似认为电流不变。当C3充电到接近Ud，C4放电到接近0时，VD4正偏自然导通。

g状态：t₆～t₇阶段，VT4在t₆ ⁺时刻，VD4已经完成正偏自然导通，此时VT4的电压为0.7V左右，此时触发VT4，属于零电流导通ZVON。此时直流电源已经停止向系统供电，但是电路中依然有电流存在，且工作在环流状态，此时的电流为存在于槽路电容和电感中的能量。此时电流流向：B→RLC槽路→A→VT2→DC-→VD4。

h状态：t₇～t₈阶段，此阶段电路中电流已经接近为0，VT2在t₇ ⁺时刻断开，近似零电流关断ZCOFF。在t₈时刻，VT1导通，属于零电流导通ZCON。

需要说明的是：当Δ＝0时，b状态和f状态切换时刻的电流接近于0，此时如果控制合适的死区时间，使其略大于开关切换时间和电容放电时间，则系统完全工作在谐振软开关状态，此时功率因数角接近于0，电源处于最佳工作状态。

图4所示为常规移相控制方式的逆变电路控制时序示意图，在图4所示的移相控制方法中，VT3和VT4在的切换过程属于大电流切换，而且处于同一桥臂，并且在大多数现有情况下，VT3和VT4处于同一模块内部，因此硬开关造成的发热多为单个模块承担。

而在本发明方法中，首先，各桥臂的触发冲不是方波而是与β有关的占空比可调的PWM波；其次，移相角β不是通过基准臂和移相臂的定时作用实现，而是通过T₀±Δ的PWM比较值设定实现。当移相角度接近为0时，即最大功率输出状态，二者基本相同；但是若存在移相角时，二者存在区别。在本发明方法中，可能的大电流硬关断由VT1和VT3开关执行，而VT1和VT3通常封装在不同的模块内，因此对于散热十分有利。

再进一步，所述控制方法中逆变电源主回路的输出功率计算方法为：

所述逆变电源主回路工作于感性谐振状态时，逆变输出电压基频分量U_AB0超前负载电流I_AB相位β/2，因此负载功率因数角为β/2，式中β为VT1和VT3的相位差；则逆变输出电压U_AB的傅里叶表达式为：

式中U_d为逆变电源主回路的直流电压，ω为逆变基波角频率；

U_AB(t)的基波分量U_AB0(t)为：

U_AB0(t)的有效值U_AB0为：

设基波电流移相角φ₁为：

式中φ₀为负载电流与逆变输出电压方波之间的相角；

则负载电流I_AB(t)的基波分量的有效值I_AB0为：

式中Z为负载等效阻抗；

则逆变电源主回路的输出功率P为：

再进一步，当VT1和VT3的相位差β＝0时，逆变电源主回路的输出功率P的最大值P_m为：

再进一步，所述逆变电源主回路有功功率的标幺值

为：

再进一步，当φ₀＝0时，

图3表明了移相角与调功过程的关系。由图3可以看出，φ₀越大时，系统的调功范围越窄。

综上所述，本发明采用对称三角波作载波信号，采用2个比较值，即T0+Δ和T0-Δ作为PWM比较值，产生非方波的触发信号，控制逆变桥臂，从而实现全桥逆变串联谐振软开关的控制。

虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。