具有减少的交越失真的切换边界模式交错功率转换器的数字控制
阅读说明：本技术 具有减少的交越失真的切换边界模式交错功率转换器的数字控制 (Digital control of switched boundary mode interleaved power converters with reduced crossover distortion ) 是由 S·M·班达拉卡 A·杜梅斯 于 2018-08-07 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种用于交错切换边界模式功率转换的电路布置、信号处理器和方法。所述电路布置至少包括：输入,所述输入用于从电源接收交流输入电压；输出,所述输出用于对负载提供输出电压；第一交错电路,所述第一交错电路包括：第一能量存储装置；以及第一可控切换装置；以及一个或多个次级交错电路,每个次级交错电路包括：次级能量存储装置；以及次级可控切换装置；以及信号处理器。所述信号处理器连接到所述可控切换装置,并且包括：至少第一切换循环控制器,其被配置用于所述第一可控切换装置的循环/反复零电流切换操作；以及一个或多个次级切换循环控制器,所述一个或多个次级切换循环控制器被配置用于所述一个或多个次级可控切换装置的循环零电流切换操作。所述信号处理器被配置为当所述交流输入电压低于第一阈值电压时停用所述交错电路中的一个或多个以减少零交越时间。(The invention discloses a circuit arrangement, a signal processor and a method for interleaved switched boundary mode power conversion. The circuit arrangement comprises at least: an input for receiving an alternating input voltage from a power source; an output for providing an output voltage to a load; a first interleaving circuit, the first interleaving circuit comprising: a first energy storage device; and a first controllable switching device; and one or more secondary interleaving circuits, each secondary interleaving circuit comprising: a secondary energy storage device; and a secondary controllable switching device; and a signal processor. The signal processor is connected to the controllable switching device and comprises: at least a first switching cycle controller configured for a cyclic/repetitive zero current switching operation of the first controllable switching device; and one or more secondary switching cycle controllers configured for cyclic zero current switching operation of the one or more secondary controllable switching devices. The signal processor is configured to disable one or more of the interleaving circuits to reduce a zero-crossing time when the ac input voltage is below a first threshold voltage.)
相关专利申请
本申请要求2017年8月9日提交的美国临时专利申请号62/543,189的优先权，该申请的内容出于所有目的在此以引用的方式并入本文。
技术领域
本公开涉及功率转换器，更具体地讲，涉及控制具有减小的交越失真的交错边界模式功率转换器。
背景技术
功率转换器且具体地讲切换模式功率转换器用于多种应用以提供AC/DC和DC/DC转换。例如，切换模式电源转换器(也称为切换模式电源(SMPS))广泛用于计算机和移动电话功率单元，以从典型的120V/240V AC馈电线提供必要的操作电压。
设计功率转换器时所关注的典型事项涉及转换效率和成本。应当容易显而易见的是，应最小化功率损耗以增加转换器的总体效率并且还减少根据设计和各自的应用而难以消散的热的产生。
已知在边界传导模式或短路“边界模式”(BCM)下操作切换模式功率转换器。与CCM(连续传导模式)中的连续操作不同，在边界传导模式中，其目的是在没有或没有实质性电流流过开关时操作功率转换器的开关。这种操作模式减少了切换损耗，并且还允许在升压切换模式功率转换器设置中由于没有反向恢复损耗而使用较不昂贵的部件，例如较不昂贵的的升压二极管。此外，考虑到输入电流跟随输入电压波形，BCM还允许功率因数校正(PFC)。
BCM的一个副产物是转换器固有地使用可变切换频率。频率主要取决于所选择的输出电压、输入电压的瞬时值、所使用的能量存储的参数(例如电感或电容)，以及输送至负载的输出功率。最低频率发生在正弦线电压的峰值处，最高频率在正弦线电压的零交越附近。
当要转换较高的电流时，使用交错功率转换器。这些类型的功率转换器包括通常彼此并联布置的多个级/电路。在本上下文中，术语“交错”是指多个电路异相操作。例如，在具有两个级的交错功率转换器中，级通常异相180度而操作，即，切换循环的一半异相。交错功率转换器具有导致较少的输入电流变化/波动的优点，并且因此导致较少的电磁干扰问题。
在边界传导模式下操作交错功率转换器的问题在于输入电压在零交越点附近非常小的事实。在零交越点附近，输入能量在其被用于对内部装置寄生(诸如例如MOSFET开关的电容)进行充电时不会被传送到输出侧。另外，由于在输入电压的零交越点附近的高切换频率，电磁干扰(EMI)的典型滤波器(EMI)使此类高频分量衰减，造成零交越点附近有延长的零电流情况以及失真电流波形。
发明内容
因此，存在一种提供用于交错式切换模式功率转换的有效电路布置和方法的目标，该电路布置和方法允许在具有减少的交越失真的边界传导模式下操作。
根据独立权利要求，通过一种用于交错切换边界模式功率转换的电路布置、信号处理器和方法来解决该目标。从属权利要求以及以下描述包含本发明的各种实施方案。
在一个方面，提供了一种用于交错切换边界模式功率转换的电路布置，该电路布置至少包括用于接收来自电源的输入电压的输入、向负载提供输出电压的输出、第一交错电路、一个或多个次级交错电路，以及信号处理器。根据该方面，第一交错电路至少包括第一能量存储装置和第一可控切换装置。一个或多个次级交错电路各自至少包括次级能量存储装置和次级可控切换装置。信号处理器连接到可控切换装置，并且包括：至少第一切换循环控制器，其被配置为第一可控切换装置的循环/反复零电流切换操作；以及一个或多个次级切换循环控制器，其被配置为次级可控切换装置的循环/反复零电流切换操作。
信号处理器被配置为在交流输入电压低于第一阈值电压时停用交错电路中的一个或多个以减少零交越时间。
本发明的一个基本构思是允许在边界传导模式下操作具有改善的总谐波失真(THD)的交错切换模式功率转换器。如本发明的发明人已确定，在该特定类型的功率转换器中，零交越附近的导通时间不足以对切换装置的寄生电容充电，且因此，相应的时间周期对将能量传送到输出没有贡献。此外，在输入电压的零交越点附近的切换频率在典型电磁干扰(EMI)滤波器干扰切换操作并且限制可能的电流汲取的范围内。这造成零电流状况被延长，从而导致输入电流波形失真，从而导致相对高的THD。
因此，本发明提出了当交流输入电压低于第一阈值电压时停用一个或多个交错电路。这减少了由输入EMI滤波器“看到”的在零交越点附近的总体切换频率。此外，通过剩余的即非停用交错电路的电流幅值增加。两种效应有效地减少了零电流情况的时间，因为这允许更快地从电源汲取电流。因此，本发明允许高功率因数操作，同时提供低THD。
附图说明
通过以下对各种实施方案的讨论，本发明的上述和其他目的、特征和优点将变得显而易见。在图示中，
图1示出了用于切换边界传导模式(BCM)功率转换的电路布置的实施方案的示意性方框图；
图2示出了示例性示意PWM切换循环中的电感器电流IL的示意图；
图3示出了在AC输入电压VIN的整个循环期间交错电路ILCN的操作的示意图；
图4示出了图1的电路布置的交错操作的时序图；
图5示出了BCM切换功率转换器电路布置中的整流交流输入电压VIN以及相关联输入电流IIN的示例性波形；
图6示出了数字信号处理器9的示意性框图，该数字信号处理器被配置为操作总共N个交错电路ILCN；
图7示出了整流输入电压VIN的半波；
图8-9示出了图6的实施方案的操作期间的切换PWM波形；
图10-12示出了参考图7讨论的半波段期间的波形图；
图13示出了当DSP如参考图7-12讨论般操作时输入电流的波形；
图14示出了用于交错切换边界模式功率转换的电路布置的另一实施方案；
图15示出了与图14的实施方案相关的时序图；
图16示出了如在图14的实施方案中使用的信号处理器的框图；
图17示出了图14的实施方案的时序图；
图18和图19示出了信号处理器的另一实施方案的示意性框图；并且
图20示出了图19的实施方案的更详细示意框图。
具体实施方式
本申请中描述的技术特征可用于构造电路布置、信号处理器和集成电路装置的各种实施方案。讨论了本发明的一些实施方案以便使得本领域的技术人员能够制造和使用本发明。
如前文所讨论，并且在一个方面，提供了一种用于交错切换边界模式功率转换的电路布置，该电路布置至少包括用于接收来自电源的输入电压的输入、向负载提供输出电压的输出、第一交错电路、一个或多个次级交错电路，以及信号处理器。
根据该方面，第一交错电路至少包括第一能量存储装置和第一可控切换装置。一个或多个次级交错电路各自至少包括次级能量存储装置和次级可控切换装置。信号处理器连接到可控切换装置，并且包括：至少第一切换循环控制器，其被配置为第一可控切换装置的循环/反复零电流切换操作；以及一个或多个次级切换循环控制器，其被配置为次级可控切换装置的循环/反复零电流切换操作。
信号处理器被配置为在交流输入电压低于第一阈值电压时停用交错电路中的一个或多个以减少零交越时间。
在本讨论的上下文中，术语“切换边界模式功率转换”被理解为边界传导模式(BCM)下的切换模式电功率转换。对应的转换器电路至少包括能量存储装置和切换装置，用于暂时存储输入能量，然后以不同的电压将该能量释放到输出。
在一些实施方案中，与电路中的总电阻相比，能量存储装置诸如电感器的值可被选择为大的。电阻(R)可以电感器电阻、切换装置电阻、滤波器电阻、板迹线电阻等形式存在。在一些实施方案中，电感器电流遵循基于导通时间期间电流的最终值的路径，如If*e^(-t/ζ)，其中If＝Vin/R，ζ＝L/R。如果ζ为大的，那么电感器电流将呈现为直线。增加ζ值的一种做法是通过使用有效的开关和电感器来减少电阻(R)值。在断开时间期间，除其他电阻之外，负载电阻对R有贡献。在一些实施方案中，L的值可通过输入电压、负载范围和切换频率限制来设置。
在BCM中，当通过能量存储装置的电流恢复为零(在连续传导(CCM)和不连续传导模式(DCM)边界处)时，开始新的切换周期。
交错功率转换和对应的交错功率转换器被理解为使用在下文中被称为“交错电路”的多个级，这些级异相操作。例如，在具有两个交错电路的交错功率转换器中，电路通常以180度异相操作。在本上下文中，“交错电路”至少包括能量存储装置和可控切换装置。通常，交错电路彼此并联连接。
在本上下文中，“能量存储装置”被理解为用于至少暂时存储电能的装置。例如，能量存储装置可包括一个或多个电感器/电感和/或一个或多个电容器/电容。
在本上下文中，“可控切换装置”可为任何合适的类型以控制电流。切换装置可包括例如一个或多个半导体开关，诸如双极晶体管、场效应晶体管、MOSFET、IGBT、SiC、GAN等。
根据本方面，电路布置包括信号处理器。在这种上下文中，信号处理器被理解为允许例如根据脉宽调制(PWM)以kHz范围内的频率对切换装置进行循环控制的装置。在一些示例中，信号处理器被配置为以大约500kHz的频率在PWM模式下控制切换。在一些实施方案中，信号处理器是数字信号处理器(DSP)，例如具有PWM单元、ADC等的DSP。DSP架构有利于更快地执行用于零电流点检测的指令。
根据本方面的信号处理器至少包括第一切换循环控制器和一个或多个次级切换循环控制器，切换循环控制器被配置用于零电流切换。在本上下文中，“零电流切换”被理解为当没有或仅存在例如小于100μA的小电流正在流动时控制切换装置。如将显而易见的是，电路布置被配置用于边界传导模式操作，零电流切换具体地涉及从切换装置的断开状态(即，非导电状态)到导通状态(即，没有或仅有小电流正在流动时的切换装置的导电状态)的控制。
在本说明的上下文中，能量存储装置的“零电流点”被理解为能量存储装置在充电/放电循环之后完全放电的时间点，在本文也称为“切换循环”。
因此，在本上下文中的“切换循环”被理解为相应的可控切换装置被设置为导电的，即，处于导通状态，并且可控切换装置随后被设置为非导电的，即处于断开状态的组合时间。在PWM控制的情况下，切换循环对应于PWM循环时间T。
“中间循环”时间对应于切换循环周期的一半，并且因此是在能量存储装置的两个后续零电流点之间等距隔开的每个切换循环中的时间点。
根据本方面，信号处理器被配置为在交流输入电压低于第一阈值电压时停用交错电路中的一个或多个以减少零交越时间。术语“零交越时间”是指当输入电压处于零交越(即，0V)时，输入电流保持接近0A的时间。
本文的阈值电压被理解为由信号处理器确定的阈值。在一些实施方案中，阈值电压的水平由例如存在的交错电路的数量来预定义。在额外的或替代的实施方案中，阈值电压的水平诸如例如基于来自交流输入电压的前半循环的输入电压水平(峰值)由信号处理器动态地改变。
本文术语“交流输入电压”是指真实的交流电压或全波整流正或负输入电压。应注意，本文中的交错电路的停用意味着相应的可控切换装置未***作并且被设置为非导电状态。因此，“停用交错电路”的术语对应于“停用切换装置”，并且这些术语可互换使用。类似地，“非停用交错电路”是指根据本文所述的切换模式之一(即，“非停用切换装置”或剩余/操作的切换装置)来正常操作相应的可控切换装置。
在一些实施方案中，并且在给定的切换循环中，每个可控切换装置的导通时间周期由信号处理器控制以对应于彼此。因此，切换装置中的每一个被控制为导电的切换循环中的时间周期至少基本上匹配，即基本上相同。就这一点而言，术语“基本上”被理解为包括一些纳秒的导通时间周期的轻微偏差。多个交错电路的切换时间周期的偏差可在约100纳秒的范围内。
在一些实施方案中，信号处理器被进一步配置为控制可控切换装置的导通时周期和切换循环时间中的至少一个的增益乘法器，其中在停用交错电路中的一个或多个的情况下，增加增益乘法器。
在本上下文中，术语“增益乘法器”是当停用一个或多个交错电路时使用的乘法因子。在一些实施方案中，信号处理器可被配置为使得增益乘法器影响可操作的可控切换装置的导通时间周期和/或可操作的切换装置即对应的非停用交错电路的非停用切换装置的切换循环时间。使用增益乘法器的主要构思是增加导通时间，从而进一步减少切换频率并且保持电路的动态性能不受一个或多个交错电路的停用的影响。
在一些实施方案中，信号处理器被配置为使得增益乘法器影响可操作切换装置的导通时间周期和切换循环时间。
在一些实施方案中，增益乘法器的增加取决于停用交错电路的数量。在替代或额外的实施方案中，增益乘法器的增加对应于电路布置中的交错电路总数除以非停用交错电路的数量的商。
在一些实施方案中，以使得所有操作条件的开环系统带宽相同的方式来设置增益乘法器。因此，系统瞬态响应始终相同。在负载变化的事件中输出稳定所需的时间可始终是相同的，而与操作的级的数量无关
本文术语“开环系统带宽”被理解为在其下开环系统增益的值低于DC增益3dB的频率。术语“开环系统带宽”通常与波特(Bode)稳定性分析结合使用。波特分析可基于开环增益来预测闭环系统的稳定性。带宽确定系统对外部负载状况变化的瞬态响应。
根据一些实施方案，信号处理器还被配置为控制第一切换控制器和一个或多个次级切换控制器的导通时间周期之间的相位，使得在给定的切换循环期间分布导通时间周期。
如将显而易见，这可使电流输入“均衡”，从而减少输入处的总体电流波动并且因此减少电磁干扰效应。
在一些实施方案中，在给定的切换循环期间均匀分布导通时间周期，这提供了总体电流波动的特别有益的减少。然而，应注意，任何导通时间周期的分布(即，避免同时具有所有可控切换装置的导通时间周期)将减少总体电流波动。
在一些实施方案中，信号处理器还被配置为在给定的切换循环中控制可控切换装置的导通时间周期，其中在停用交错电路中的一个或多个的情况下，非停用的可控切换装置即“剩余”操作交错电路的导通时间周期增加。在一些实施方案中，导通时间周期的增加取决于停用交错电路的数量。在另外的实施方案中，导通时间的增加并未改变系统在交流输入电压循环中的任何点处的动态性能。
在一些实施方案中，非停用交错电路的导通时间周期之间的相位被设置为对应于((n-1))/N*360，其中N为交错非停用电路的总数，并且n为相应的次级交错电路的索引数。因此，对于给定的次级交错电路n，相应的相位可被确定为
例如，给定总计N＝3个操作交错电路，第一次级交错电路即电路n＝2的相位为120度，而第二次级交错电路即电路n＝3的相位为240度。应注意，本文中的术语“相位”涉及延迟，与时间相比，相应的次级交错电路的可控切换装置被设置为导通状态，第一交错电路的可控切换装置被设置为导通状态。角相位在切换循环(例如，在PWM中，该PWM循环具有时间T)上定义。
在一些实施方案中，信号处理器被配置为随着交流输入电压的减小而停用越来越多的可控切换装置。
在一些实施方案中，信号处理器被配置为具有多个不同阈值电压。例如，第一阈值电压可为阈值电压的最高值，并且多个阈值电压的每个其他阈值电压为多个阈值电压的另一阈值电压的一半，以便产生阈值电压的“交错”设置。例如，阈值电压的数量可取决于电路布置的交错电路的数量。
在一些实施方案中，信号处理器被配置为当交流输入电压下降低于多个阈值电压中的一个时停用多个交错电路。在一个示例中，每阈值电压停用一个交错电路。在另一示例中，被停用的交错电路的数量取决于阈值电压和次级交错电路的数量，以将交错电路的停用均匀地分布在交流输入电压的峰值和后续零交越之间，其中所有交错电路在峰值下操作，并且仅第一交错电路在零交越下操作。在一些实施方案中，阈值电压的数量被选择为2的倍数以允许有效的实现方式。
在一些实施方案中，阈值电压的数量对应于电路布置的交错电路的数量的二进制对数。在替代实施方案中，基于输入电压的峰值水平(即来自交流输入电压的前半循环的峰值)动态地确定阈值电压的数量。
在一些实施方案中，阈值电压中的一个或多个(即，每个阈值电压的数量和/或电压水平)由例如电路布置的制造商预定义。
现在将参考附图，其中将给出实施方案的各种元件的数字标号，并且将在其中讨论另外的实施方案。
对于部件、模块、单元、装置、段、部分、过程步骤和其他元件的特定参考并非意在进行限制。另外，应理解，在参考替代的附图时，相同或类似的部分具有相同的附图标号。还应当注意，附图为示意性的并且用于给本领域的读者提供指导，并且不一定是按比例绘制。相反，在附图中示出的各种绘图比例、纵横比和部件的数目可能有意被变形以让某些特征或关系更易于理解。
图1示出了用于切换边界传导模式(BCM)功率转换的电路布置(在本实施方案中，即切换模式声压转换器电路1)的实施方案的示意性方框图。
升压转换器电路1包括输入或输入级2，该输入或输入级被配置为连接到例如在110V、60Hz或240V、50Hz下的典型的馈电连接。桥式整流器3被设置在输入2处以获得正半波。升压转换器电路1还包括彼此并联连接的第一交错电路ILC1和多个次级交错电路ILC2、…、至ILCN，并且每个交错电路包括电感器LN、MOSFET切换装置SN和反激二极管DN形式的能量存储装置，其中索引N是指相应的交错电路ILC1、ILC2、…、到ILCN。从图1中将显而易见，升压转换器电路1取决于相应的应用并且具体地讲取决于要输送至负载11的总体电流可包括大于1的任意数量的交错电路ILC。升压转换器电路1还包括输出电容器7、输出8和数字信号处理器(DSP 9；图1中未示出)，用于操作如下文所阐述的MOSFET切换装置S1、S2、…、SN的栅极G1、G2、…、GN。
电路1的一般操作对应于典型升压转换器的一般操作。为清楚起见，首先讨论一个交错电路ILC的功能，然后讨论交错操作。
当相应的MOSFET SN处于导通状态时，对电路ILCN的电感器LN充电。一旦电感器LN被充电，MOSFET SN就被切换到断开状态，使得仅剩余的电流路径穿过反激二极管DN和负载11，后者在图1中显示为电阻。由于来自电感4和输入2两者的电流增加，所以电压增加。当MOSFET SN处于断开状态时，在导通状态期间存储在电感器LN中的能量通过二极管DN被放电到负载电阻11中。
在典型的BCM操作中，当通过电感器4的电流iLN返回零时，启动PWM的新切换周期。图2示出了示例性示意PWM切换循环中的电感器电流iL的示意图。上升电流斜率通常可对应于VIN/L，而下降电流斜率通常可对应于
从图2的底部可见，PWM控制信号被施加到MOSFET SN。当PWM信号为高时，MOSFET SN是导电的，并且电感器LN中的电流ILN增加。本文将该时间周期描述为T导通时间。一旦达到所需的电感器LN的充电，那么PWM信号被控制为低并且MOSFET 5被设置为不导电。电流ILN逐渐减小，直到电感器LN完全放电。本文将该时间周期描述为T断开时间。T导通和T断开两者均为切换循环T，即在本实施方案中，为PWM/切换循环T。
当电感器LN完全放电时，即在PWM循环中的“零电流点”处，下一个PWM循环开始。PWM信号相应地被控制为高并且MOSFET SN被切换为导电的。
如前文所讨论，考虑到当无实质性电流流动时MOSFET SN从断开状态控制为导通状态，BCM避免了切换损耗，在本文中这被称为“零电流切换”。
图3示出了在AC输入电压VIN的整个循环期间交错电路ILCN的操作的示意图。如将从图中显而易见，电感器LN根据图3中示出为VPWM的PWM信号在输入电压的每个半循环中充电和放电多次。转换器电路1(更确切地说，每个交错电路ILCN)以可变的切换频率操作，该切换频率主要取决于所需的输出参考电压VO,ref、输入电压VIN的瞬时值、电感器4的电感器值和输出到负载RL11的输出功率。
如图3所示，操作频率随着输入电流跟随正弦输入电压波形而变化。最低频率发生在正弦输入的峰值处，即，线电压。如从图3中将显而易见，并且由于IL的电流波形大致为三角形，因此每个PWM周期中的平均值与输入电压VIN成比例。因此，在提供正弦VIN的情况下，电路1的输入电流IIN以高精度跟随VIN的波形，并且从馈电汲取正弦输入电流。因此，在BCM中操作转换器1对于功率因数校正(PFC)而言是理想的。
虽然图2和图3示出了交错电路ILCN中的每一个的操作，但是图4示出了具有示例性总数N＝4个交错电路的电路布置1的交错操作的时序图。如从图4中将显而易见，交错电路ILCN(即，电路ILCN的对应MOSFET SN的栅极GN)异相操作，以减少输入2处的电流波动ΔiIN，该电流波动明显小于ΔiL(即，交错电路ILCN中的一个的最大电流差/电流跨度iL)。
在本实施方案中，每个次级交错电路ILCN的操作相对于第一交错电路ILC1移动
然而，从图4中还将显而易见，由于较小的电压水平和后续的快速PWM循环，交错操作会造成高频电流波动，该高频电流波动在交流输入电压的零交越附近特别高。考虑到典型的EMI滤波器使高频分量衰减，高频电流波动会导致有限的电流汲取。这造成零电流状况被延长，导致失真的输入电流波形并且因此导致如图5中可见相当高的THD，其示出了BCM切换功率转换器电路布置中的整流交流输入电压VIN的示例性波形以及相关联输入电流IIN。参考数字50标记延长的零电流时间。IIN的失真从图4中容易显而易见。
为了抵消上述效应，DSP 9被配置为在输入电压VIN下降低于预定义电压阈值时停用交错电路，并且同时增加设置剩余的即非停用交错电路的导通时间T导通和PWM循环时间T的增益乘法器。
图6示出了数字信号处理器9的示意性框图，该数字信号处理器被配置为操作总共N个交错电路ILCN。当然，在这种情况下，数字信号处理器9包括对应数量的PWM驱动模块PWMN。提供对应于VOUT的电压信号，随后供比较器53采样。预定义输出电压参考VO,REF得自存储器40。
信号处理器9计算来自PWM的导通时间T导通到VOUT，即电流输出电压和预定义电压参考VO,REF。求和节点46将电流输出电压por fVOUT与“设置点”VO,REF进行比较。将所得的误差信号提供给滤波器/补偿器47，该滤波器/补偿器以相对低的频率(例如，10Hz)运行以移除通常存在于输出电压VOUT中的第二谐波分量。
所得信号对应于T导通并且被提供给包括开关SN1和SN2的开关矩阵。开关SN允许启用和停用PWM模块，并且随后允许相应交错电路的切换装置。开关SN1允许T导通信号通过N个增益乘法器模块61a-61n中的一个。在一些具体实施中，总时间T由相同的增益乘法器模块61a-61n(图6中未示出)来处理。
下文参考图7-9描述DSP9的所得操作，其示出了具有四个交错电路ILC的示例性电路布置的各种时序图。
图7示出了整流输入电压VIN的半波。如可见，两个阈值电压被定义为Vthresh和Vthresh/2。阈值电压Vthresh基于与输出处的要求相关的各个级的功率处理能力，以便在输出处可随时提供足够的电流。阈值电压定义切换点，其中即当输入电压VIN下降低于相应的阈值时，一些次级交错电路被停用。为了清楚起见，图7中标记了不同的时序片段。段II描述了半波中的时间，其中输入电压VIN高于最高阈值电压Vthresh。段I和段II描述了半波中的时间，其中输入电压VIN低于最高阈值电压Vthresh。如将显而易见，分段ab和分段b'a’是指半波中的时间，其中输入电压VIN低于下阈值电压Vthresh/2。
当输入电压VIN高于阈值电压Vthresh时，所有交错电路均为有源且启用的。输出负载由所有N个转换器有效共享。半波的该段中的切换“模式”对应于图4，即，正常交错操作。
如图7所示，当输入电压小于Vthresh时，总时间被分成log2(N)个分段。对于低于Vthresh的输入电压，存在两个分段，即ab和b’a’。当输入电压VIN从零朝向峰值上升(上升，段I)时，第一分段ab是有效的。在此时间期间，第一交错电路是有源的，并且增益乘法器是4。因此，如果所有交错电路都是有源的，那么时间T和T导通是标称时间的四倍。因此，第一交错电路的频率为标称频率的1/4。所有其他交错电路都被切断/停用，并且只有第一交错电路供应负载电流。切换PWM波形如图8所示。
该操作将在此分段中继续直到输入电压VIN增加到超过Vthresh/2。当输入电压VIN高于Vthresh/2时，操作进入分段bc。在此时间期间，第一交错转换器和次级交错转换器中的一个被控制为以两倍周期时间T和导通时间TnON(即，在标称频率的一半)操作，而两个剩余的次级交错电路被关断。切换PWM波形如图9所示。增益乘法器被设置为2。应注意，这两个有源交错电路以交错方式操作，如图9可示，并且在切换循环T上分布导通时间周期。
当输入电压VIN超过Vthresh时，所有4个交错电路都以1的增益乘法器操作(段II)。切换PWM波形如图4所示。
在下降段II中，当输入电压下降低于Vthresh时，操作进入分段c'b'。在此时间期间，第三和第四交错电路是有源的，其中增益乘法器为2且标称切换频率为一半，即，对应于图9的增益，然而，下两个栅极G3和G4被驱动，而不是栅极G1和G2被驱动。当输入电压下降低于Vthresh/2时，分段b’a’变为有效。在此期间，交错电路4以标称频率的1/4的频率和4的增益乘法器操作，而所有其他交错电路被停用。
在AC输入电压循环的下一个半波中，并且在分支ab期间，交错电路2取代交错电路1，并且交错电路4在分支b'a'期间取代交错电路4。交错电路被交换以便为所有交错电路提供均匀的应力，从而提高可靠性。下表I中提供N＝4的切换序列。
AC循环
段
分段
有源交错电路
增益
频率
正
I
ab
1
4
Fsw/4
正
I
bc
1,2
2
Fsw/2
正
II
cc
1,2,3,4
1
Fsw
正
III
c'b'
3,4
2
Fsw/2
正
III
b'a'
4
4
Fsw/4
负
I
Ab
2
4
Fsw/4
负
I
bc
1,2
2
Fsw/2
负
II
c'c'
1,2,3,4
1
Fsw
负
III
c'b'
3,4
2
Fsw/2
负
III
b'a'
3
4
Fsw/4
表I
图10-12示出了如前文所讨论的半波的段期间的波形图。应注意，为了清楚起见，仅示出了两个交错电路的切换，标记为“PWM1”和“PWM2”。图10示出了段I中从零交越的转变。图11示出了交流输入电压的峰值处即在段II中的信号，而图11示出了段III中从峰到下一个零交越的转变。
图13示出了当DSP如前文所讨论般操作时的输入电流的波形，即具有所述的停用模式。将图13与图5进行比较时，将显而易见的是，与图5相比，输入电流iIN更平滑，并且具体地讲，波形不包括延长的零时间50。
如本发明人已确定，因此可基本上减少THD。实验已示出，当操作本发明时，THD在没有校正下对应于10.22％，且在校正下对应于6.92％。
图14示出了用于交错切换边界模式功率转换的电路布置51的另一实施方案。电路布置51对应于电路布置1，但有以下例外。首先，电路布置51仅包括第一交错电路ILC1和第二交错电路ILC2，即，两级设置。应注意，为清楚起见，图14仅示出了两个级。当然，在对应的替代实施方案中，两个以上的级是可行的。
除了电感器LN、MOSFET切换装置SN、和反激二极管DN之外，每个交错电路还包括电流传感器ZCDN，该电流传感器ZCDN包括电感耦合到相应电感器LN的次级电感器以及相关联比较器IZCDN。电流传感器ZCDN连接至数字信号处理器52以允许零电流切换操作。提供两个另外的比较器ICH1和ICH2以确定通过相应的MOSFET S1和S2的电流。另外的比较器54和53被布置用于分别确定输入电压VIN和VOUT。在本实施方案中，DSP 52为dsPIC33EP系列类型，可购自美国亚利桑那州Chandler的Micro Technology Inc.。
数字信号处理器52可以不同的操作模式操作。在下文中，参考图20的时序图来讨论示例性“相位更新模式”。
在本实施方案中，数字信号处理器52确定两个MOSFET S1和S2的PWM操作的参数。DSP 52对应地包括被配置为处于当前重设模式的至少两个内部PWM驱动模块。
具体地讲，电流传感器ZCDN在每个PWM循环中提供瞬间时间，其中通过相应电感器LN的电流达到零，该电流传感器用作电流重置触发器，并且因此在电流重置模式操作中重新启动新的PWM循环。
根据输出8处和比较器53处的当前电压VOUT和参考电压VO,REF，确定两个MOSFET S1和S2的期望导通时间，参考电压VO,REF在DSP 52的内部存储器中由制造商或DSP 52的用户预定义。VO,REF对应于施加到负载11的输出8处的所需电压。应注意，在每个PWM循环中，MOSFETS1的导通时间被设置为对应于MOSFET S2的导通时间。
除上述之外，总PWM循环时间T由前述PWM循环确定。虽然这样做在循环时间T中提供了一个循环延迟，但是如前文参考图3所讨论，即使考虑到切换操作的改变频率，结果误差也是相当小的。为了确定PWM循环时间T，DSP 52被编程以确定提供给MOSFET S1的PWM信号(即施加到第一交错电路的PWM信号)的最近两个上升边缘之间的经过时间。或者，只要所使用的DSP 52的相应类型存在“输入捕捉”管脚，那么PWM循环可使用DSP 52的“输入捕捉管脚”采样。
参考图20的时序图，并且如图所示，交错电路和更精确的MOSFET S1和S2均使用PWM信号来操作。在图20中，“PWM1”是指施加到MOSFET S1的PWM信号，并且“PWM2”是指施加到MOSFET S2的PWM信号。I1和I2是指分别通过电感器L1和L2的电流。
在每个PWM切换循环中，这两个MOSFET均以相同的导通时间被驱动，这允许零电流切换，从而以BCM模式操作。对于全交错操作，与PWM1相比，PWM2被相移PWM循环的一半，即T/2。在PWM1的每个切换循环启动时设置PWM2的相位。如果零电流瞬间的瞬间和相位存在可能在短瞬态条件期间发生的任何差异，那么零电流瞬间和循环时间T的对准/更新在每个循环结束时进行。
图15示出了用于多个电感的所得电流I1和I2。如本发明人已确定，不同交错电路之间的不同电感仅对时序具有忽略不计的影响，使得当如本文所讨论般操作时，电感的轻微变化对时序仅具有很小的影响。然而，应注意，在给定级中由电流共享的功率与级电感的值成反比，使得在一些实施方案中，在所有交错电路中使用相同的电感。
如前文参考图15的时序图所讨论，尤其是在考虑改变在边界传导模式下的切换频率变时，所讨论的交错BCM操作需要在每个PWM循环中设置次级交错电路的相位。考虑到一些市售数字信号处理器在以电流重置模式操作时不允许相位更新，因此下文参考图16的框图和图17的时序图来讨论图14的数字信号处理器52的操作的对应另一个实施方案，也称为“PWM同步模式”。数字信号处理器52的两种操作模式(即前文参考图15所讨论的操作以及下文参考图16和图17所讨论的操作)可在软件和/或硬件中实现，其中软件可被包括在数字信号处理器52的内部存储器(未示出)中。虽然DSP 52可包括用于两种操作模式的软件，使得在操作期间可设置所需的模式，但是根据所使用DSP类型的能力，在提供一种操作模式时，这当然是足够的。
如从图16将显而易见，当前实施方案使用两个“中间”PWM模块，即PWMa和PWMb，以获得用于控制次级交错电路和MOSFET S2的PWM2。应注意，根据本实施方案的所有PWM模块在电流重设模式下操作。
PWM1如前文参考图15所讨论般生成，即基于由ZCD1确定的零电流点。基于检测到的零电流点，比较器电路CMP1生成脉冲以启动或重新启动(重置)信号PWM1的PWM循环。对应于前述操作模式，所期望的两个MOSFET S1和S2的导通时间由在输出8和比较器53处的电流电压VOUT和参考电压VREF确定。如所讨论，从前述PWM循环确定总PWM循环时间T。应注意，所有比较器电路CMPN都是DSP的***装置。
关于PWM2的生成，中间PWMb信号是由次级交错电路的确定零电流点(如由零电流传感器ZCD2确定)和由比较器电路CMP2生成的对应启动或重新启动脉冲生成。因此，PWMb信号在所确定的零电流点上启动新的循环，并且因此确定零电流点的瞬间。将PWMb信号提供给另外的PWM模块用于产生PWMa。该PWM模块还接收CMP1信号，以及所确定的PWM循环时间T。对应于第一交错电路的零电流点，使用CMP1脉冲启动或重新启动PWMa。PWMa被编程为具有工作循环T/2，即，第一交错电路的PWM循环时间的一半。如图17的时序图所示，PWMb用于截断次级交错电路的零电流点处的PWMa。
PWMa信号被提供给DSP 52的第四PWM模块，以使用PWMa的下降边缘向次级交错电路的MOSFET S2提供PWM2，以触发PWMb循环的启动或重新启动。PWMb的导通时间被设置为对应于PWMa的导通时间。
在本实施方案中，比较器CMP1和CMP2还允许添加用于MOSFET S1和S2切换的控制延迟。这种延迟在考虑尤其是MOSFET S1和S2的典型寄生电容时可能是有用的，电感器的实际零时刻在考虑MOSFET S1和S2的寄生电容上的电压时对于切换而言可能不是理想的，在这个情况下，该电压将通过MOSFET S1和S2放电。为了抵消这种损失，可引入延迟。基于寄生电容值来预定义延迟时间。典型的延迟时间在100纳秒到400纳秒之间。应注意，考虑到MOSFETSS1和S2的切换中引入的相当小的延迟，延迟切换点在本文中仍然被认为是零电流点。
图18示出了数字信号处理器92的示意性框图，该数字信号处理器根据前述操作模式操作以用于总共N个交错电路ILCN。当然，在这种情况下，数字信号处理器72包括对应数量的PWM驱动模块。
图19以示意性框图示出数字信号处理器102的另一实施方案。从图中可见，本实施方案使用电压VIN、VOUT和VREF来控制PWM操作，而不需要电流测量。因此，本文可省略电流传感器ZCDN，从而减少总体设置的成本和尺寸。
使用对应于Vin和VOUT的两个电压信号以及再次由数字信号处理器102的内部存储器(未示出)提供的预定义电压参考VO,REF，数字信号处理器102计算每个PWM循环中的每个零电流点，即电感器电流iLN分别到达零的时间点。
在本实施方案中，信号处理器102是dsPIC33系列类型的数字信号处理器。
图20示出了图19的实施方案的更详细示意框图。
第一(对应于VIN)电压信号和第二(对应于VOUT)电压信号在相应的比较器54和53处被接收并且随后被采样(参见图19)。预定义电压参考VO,REF得自存储器40。
信号处理器102被配置为当PWM的工作循环低于50％时(即，当VIN>VOUT/2到VIN,PEAK)，在T/2处对电压信号进行采样。这提供了周期对应于输入电压的平均值。大部分功率传送都发生在此间隔内。由于在这种情况下工作循环和频率较低，因此有足够的时间来计算下一个零电流点和切换周期。
对于输入电压半波的剩余部分，采样频率朝向零电流点变得更高，并且如果在T/2处进行采样，那么就没有足够的时间进行计算。相反，对于等于或高于50％的工作循环，信号处理器9被配置为在循环的启动附近(例如，在20ns的小延迟之后)对电压信号进行采样以使切换瞬态逐渐消失。由于输入电压与其峰值相比很小，因此在启动与T/2时采样的值之间的差并不显著
将这两个电压信号提供给用于信号调节的运算放大器41a、41b，然后提供给模拟至数字(ADC)电路42a、42b。两个ADC电路42a、42b将电压信号转换成数字信息并且为具有Vmin：0V和Vmax：3.3V的12位类型。
信号处理器102还包括多个模块以向PWM模块PWMN提供总PWM循环时间T和导通时间T导通。如图20的上部所示，减法模块43和除法模块44提供
在图20的下部中，PWM的导通时间T导通是由VOUT计算的，即，当前输出电压和预定义电压参考VO,REF。求和节点46将电流输出电压VOUT与“设置点”VO,REF进行比较。将所得的误差信号提供给滤波器/补偿器47，该滤波器/补偿器以相对低的频率(例如，10Hz)运行以移除通常存在于输出电压VOUT中的第二谐波分量。
将滤波的误差信号提供给限制器48。限制器48提供安全性，尤其是在负载侧短路情况下。在输出/负载侧的短路期间，MOSFET SN的导通时间趋于变高。限制器48将馈送到输出的最大导通时间T导通打开，从而限制最大功率。因此，可安全地处理短路情况。如果输入电压和导通时间两者都在限制内，那么不会出现过载功率情况。
乘法器45接收经对应处理的误差信号作为导通时间T导通，并且对应地将提供给延迟49，然后提供给PWM模块PWM1作为总PWM周期时间T。剩余PWM模块的相位通过相应的相移模块54基于PWM周期时间T来被计算。
还直接向PWM模块PWMN提供T导通。使用T和T导通，每个PWM模块可将适当的PWM时序设置施加到MOSFET SN的相应栅极GN。考虑到计算是基于VOUT和VIN，每个PWM循环中的零电流点可被可靠地确定。
虽然在附图和上述描述中详细示出和描述了本发明，但是此类图示和描述将被视为例示性或示例性而非限制性的；本发明不限于公开的实施方案。例如，可能在一个实施方案中操作本发明，其中：
-代替电感器4或除了电感器之外，还使用电容器作为能量存储装置；
-EMI(电磁干扰)滤波器被包括并且被设计成通过较低频率分量并且使较高频率分量衰减；
-滤波器/补偿器47为2P2Z或PID控制器；并且/或者
-代替电流传感器ZCDN包括耦合电感器，电流传感器ZCDN包括CT或霍尔效应传感器，或用于电感器电流测量和/或二极管电流测量的感测电阻器。
在实践受权利要求书保护的本发明时，本领域的技术人员能够通过研究附图、本公开和所附权利要求书理解和实现所公开实施方案的其他变型。在权利要求书中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一个”或“一种”不排除多个。单个处理器、模块或其他单元可履行权利要求书中引用的若干项的功能。
在互不相同的从属权利要求书中引用了某些测量值的不争事实并不表示这些测量值的组合不能带来益处。权利要求书中的任何附图标记不应当被视为限制范围。
附录
本公开涉及电源，并且更具体地涉及为了减少的交越失真而数字控制交错边界模式功率因数校正(PFC)。
本公开的实施方案包括用于为了减少的交越失真而数字控制交错边界模式PFC的微控制器、系统、集成电路装置和方法。可以由模拟电路、数字电路、由处理器执行的指令或其组合的任何合适的组合实现这种PFC。本公开的实施方案还可在电源或用于电源的控制器中实现。
图1是用于实现为了减少的交越失真而控制交错边界模式功率因数校正(PFC)的示例电路的图示。
边界模式PFC可包括可变频率拓扑，其中切换频率在交流电流(AC)线循环上变化。可变频率可归因于零电感器电流PWM切换。频率可主要取决于输入电压、输出负载和电感器值。频率可在输入电压零附近最高且在输入电压峰值附近最低。EMI滤波器可被包括并且被设计成通过较低频率分量并且使较高频率分量衰减。对于固定负载，在零交越附近的较高频率分量可被衰减。这可造成在零交越附近有输入电流失真，并且将造成较低的总谐波失真(THD)数。
边界模式PFC还可包括升压拓扑、AC输入、直流(DC)输出、单电压回路、恒定导通时间、在零电流下被关断的开关，以及如上所述的可变频率。本公开的实施方案可减少交越失真。这可造成获得高功率因数和较低的THD。实施方案可以是高效的并且更好地利用数字控制。此外，实施方案可导致更高的功率密度、减少的EMI滤波器尺寸、较小的封装和较低的成本。
在图1中，在交错式多级边界模式PFC中，EMI滤波器可使输入电压波形的零交越附近的高频分量衰减。这可导致零交越附近的延长的零电流情况，从而导致电流波形失真。对于高功率因数，输入电流波形可与输入电压的波形相同。在零交越附近，输入电压和输入电流水平可能非常低。输入电流水平可随着输入电压而增加并且在输入电压的峰值附近处最高。为了解决该问题所采取的做法可涉及减少在零交越附近操作的级的数量，从而以增加的频率操作转换器。通过这种做法，电流波动可能趋于变高，但是将有效地穿过EMI滤波器，从而减少零交越时间。操作级数量的突然变化可影响控制回路并且具有稳定性问题。然而，通过基于操作的转换器级的数量来改变增益，控制回路可不受影响。
PFC可包括两个或更多个相同的升压转换器段。升压转换器可包括电感器、开关和二极管。升压转换器可将AC输入电压转换为DC输出电压。边界模式操作可具有较高效率和功率因数的优点。此拓扑的一个缺点是线循环中切换频率的变化。对于AC线循环的零交越，频率最高，而频率在峰值处最低。
在一个实施方案中，新的PWM切换循环与零电感器电流同步。零电感器电流瞬间可使用例如电流传感器或耦合电感器来感测，或通过计算来确定。如图1可见，电路的输入为例如在60Hz下10V或50Hz下230V的AC电源。输入电压可使用桥式整流器来整流。此外，输入电压随后可被馈送至升压电路中的一个。例如，给出N个升压级或转换器，每个升压级可被设计成在足够裕度下处理P/N的功率。输入和输出电容器可以是所有升压级通用的，并且可以是成堆的或分布式的。
图3示出了根据本公开的实施方案的基本输入和输出波形的示例。
每个级的零切换瞬间可通过使用耦合电感器或电感器电流感测来确定。在这两种情况下，dsPIC内的比较器可接收感测信号。
图6示出了根据本公开的实施方案的用于在dsPIC内运行的交错PFC的算法。dsPIC可使用数字滤波器以及参考输出电压和实际输出电压之间的差值来计算导通时间。输出电压的带宽可保持为低以防止输入电流失真。这可造成给定输入电压和输出负载在AC线循环上的恒定导通时间。开关(其可被实现为MOSFET)的门控脉冲在导通时间期间可为“高”，在“断开”时间期间可为“低”。当电感器电流达到零时，可重新启动PWM循环。每个PWM模块的导通时间可经过两个切换。第一开关可控制系统中的增益，而第二开关控制有源功率级。阈值电压Vthresh可基于单个级的功率处理能力。当输入电压高于阈值电压Vthresh时，所有功率级均可为有源的。输出负载由所有N个转换器有效地共享，其中N通常可为2的幂。当输入电压小于Vthresh时，总时间可分成log2(N)个分支。
图7示出了根据本公开的实施方案的示例电压波形和分支。对于N＝4，可示出波形和分支。对于低于Vthresh的输入电压，将存在两个分支，被称为“ab”和“bc”，当输入电压正从零朝向峰上升(上升，“I”)时，第一分支ab可为有效的。在此时间期间，转换器I是有源的，并且所选择的增益为N(4)。如果所有转换器都是有源的，那么转换器I的频率可为标称频率的I/4。所有其他转换器可被关断，并且仅转换器I供应负载电流。
图8示出了根据本公开的实施方案的用于第一分支ab的栅极波形。该操作将在该分支中继续直到电压增加超过Vthresh/2。当输入超过Vthresh/2时，操作可进入分支bc。在此时间期间，转换器1和2可在2的标称频率的一半和增益下操作，而转换器3和4断开。
图9示出了根据本公开的实施方案的用于第二分段bc的栅极波形。当输入电压超过Vthresh时，所有4个转换器可以1(II)(或cc')的增益而操作。图8示出了根据本公开的实施方案的周期II的栅极波形和输入电流波动。在下降循环(III)中，当输入电压低于Vthresh时，操作可进入分支c'b'。在此时间期间，转换器3和4可以是有源的，增益为1/2且两倍标称频率，而转换器1和2是断开的。当输入电压下降低于Vthresh/2以下时，分支b'a'可变为有效的。在此期间，转换器4可以标称频率的1/4的频率和增益4操作，而其他转换器断开。在输入循环的下半部，在分支ab期间，转换器2可取代转换器1，并且转换器3可在分支b'a'期间取代转换器4。转换器可以互换，以便为所有转换器提供均匀的应力，从而提高可靠性。根据本公开的实施方案，图9中提供了N＝4的切换序列。
图10-13示出了根据本公开的实施方案的用于系统的操作和性能的示波器或仿真的屏幕截图。
由于边界PFC在线循环内具有可变的切换频率，因此以交错转换器实现频率和相位同步是困难的。本公开的实施方案包括在交错转换器中满足相位和零电流条件之后进行切换。本公开的实施方案不依赖于任何复杂的补偿器变化，并且使用增益变化来管理功率级变化。
虽然已在本公开中示出了具体实施方案，但是在不脱离本公开的实质和教导内容的情况下，可对本公开的示例性实施方案进行添加、修改、删减和其他更改。
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