阅读说明：本技术 基于准比例谐振的自适应观测器及永磁同步电机位置估算方法 (Adaptive observer based on quasi-proportional resonance and permanent magnet synchronous motor position estimation method ) 是由 安群涛 安琦 刘兴亚 张建秋 谢成龙 李帅 于 2018-06-28 设计创作，主要内容包括：本发明公开了基于准比例谐振的自适应观测器及永磁同步电机位置估算方法,涉及电机控制领域。基于准比例谐振的自适应观测器的观测单元用以根据电压、反电势估计值和电机转速估计值计算,以获取电流观测值；比较单元用以将所述电流观测值与电流检测值进行比较,获取电流差值；准比例谐振控制单元用以根据所述电流差值和所述电机转速估计值计算,以获取所述反电势估计值；锁相环用以根据所述反电势估计值获取所述电机转速估计值和电机转子角度。通过准比例谐振控制单元代替滑模观测器中的切换函数,消除了抖振问题,并省去了低通滤波器,避免了低通滤波带来的相位延迟,提高了永磁同步电机位置和速度估算的精度。(The invention discloses a quasi-proportional resonance-based adaptive observer and a permanent magnet synchronous motor position estimation method, and relates to the field of motor control. The observation unit of the adaptive observer based on the quasi-proportional resonance is used for calculating according to the voltage, the back electromotive force estimated value and the motor rotating speed estimated value so as to obtain a current observed value; the comparison unit is used for comparing the current observation value with a current detection value to obtain a current difference value; the quasi-proportional resonance control unit is used for calculating according to the current difference value and the motor rotating speed estimated value so as to obtain the counter electromotive force estimated value; and the phase-locked loop is used for acquiring the motor rotating speed estimated value and the motor rotor angle according to the back electromotive force estimated value. The quasi-proportional resonance control unit replaces a switching function in the sliding mode observer, the problem of buffeting is eliminated, a low-pass filter is omitted, phase delay caused by low-pass filtering is avoided, and the position and speed estimation accuracy of the permanent magnet synchronous motor is improved.)

基于准比例谐振的自适应观测器及永磁同步电机位置估算 方法

技术领域

本发明涉及电机控制领域，尤其涉及一种基于准比例谐振的自适应观测器及永磁同步电机位置估算方法。

背景技术

在低成本及对传感器环境要求高的场合中，无位置传感器控制技术被广泛采用。永磁同步电机的位置估算方法通常分为低速段估算方法和中高速段估算方法两类。观测器通过实时观察与转子角度相关的电机反电势或磁链，从中提取转子角度和速度信息是中高速段位置和速度估算的常用方法，这些方法包括滑模观测器、龙贝格观测器、扩展卡尔曼滤波器等。其中，滑模观测器具有结构简单、鲁棒性好等优点，是一种较为常用的位置估算方法。但滑模观测器构建的滑模面切换函数通常为符号函数，导致严重的抖振问题。虽然可采用饱和函数等方法来抑制抖振，但却无法消除。

发明内容

针对上述问题，本发明提出了一种可消除抖振问题的基于准比例谐振的自适应观测器及永磁同步电机位置估算方法。

一种基于准比例谐振的自适应观测器，包括：

观测单元，用以根据电压、反电势估计值和电机转速估计值计算，以获取电流观测值；

比较单元，连接所述观测单元，用以将所述电流观测值与电流检测值进行比较，获取电流差值；

本发明基于准比例谐振的自适应观测器还包括：

准比例谐振控制单元，连接所述观测单元和所述比较单元，用以根据所述电流差值和所述电机转速估计值计算，以获取所述反电势估计值；

锁相环，分别连接所述观测单元和所述准比例谐振控制单元，用以根据所述反电势估计值获取所述电机转速估计值和电机转子角度。

优选的，所述观测单元采用电流状态观测器。

优选的，所述电流状态观测器采用下述公式计算获取所述电流观测值：

其中，R为电机绕组相电阻；L为绕组相电感；

为αβ坐标系下α轴电流观测值；

为αβ坐标系下β轴电流观测值；z_α为所述准比例谐振控制单元α轴的输出值，它等于α轴反电势估计值

z_β为所述准比例谐振控制单元β轴的输出值，它等于β轴反电势估计值

为所述电机转速估计值。

优选的，所述比较单元采用比较器。

优选的，所述准比例谐振控制单元采用准比例谐振控制器。

优选的，所述准比例谐振控制器采用传递函数计算获取所述反电势估计值，所述传递函数为：

其中，k_p为所述准比例谐振控制器的比例系数；k_r为所述准比例谐振控制器的积分系数；ω_c为所述准比例谐振控制器的截止频率；

为所述电机转速估计值；T为采样周期；Z为离散化过程变量，即z变换算子。

本发明还提供了一种基于准比例谐振的自适应观测器的永磁同步电机位置估算方法，包括下述步骤：

S1.根据电压、反电势估计值和电机转速估计值计算，以获取电流观测值；

S2.将所述电流观测值与电流检测值进行比较，获取电流差值；

S3.根据所述电流差值和所述电机转速估计值计算，以获取所述反电势估计值；

S4.根据所述反电势估计值获取所述电机转速估计值和电机转子角度。

优选的，所述步骤S1根据电压、反电势估计值和电机转速估计值计算，以获取电流观测值，包括：

其中，R为电机绕组相电阻；L为绕组相电感；

为αβ坐标系下α轴电流观测值；为αβ坐标系下β轴电流观测值；z_α为所述准比例谐振控制单元α轴的输出值，它等于α轴反电势估计值z_β为所述准比例谐振控制单元β轴的输出值，它等于β轴反电势估计值为所述电机转速估计值。

优选的，步骤S3根据所述电流差值和所述电机转速估计值计算，以获取所述反电势估计值，包括：

准比例谐振控制器采用传递函数计算获取所述反电势估计值，所述传递函数为：

其中，k_p为所述准比例谐振控制器的比例系数；k_r为所述准比例谐振控制器的积分系数；ω_c为所述准比例谐振控制器的截止频率；

为所述电机转速估计值；T为采样周期；Z为离散化过程变量，即z变换算子。

上述技术方案的有益效果：

本技术方案中，通过准比例谐振控制单元代替滑模观测器中的切换函数，从而消除了抖振问题，并省去了低通滤波器，避免了低通滤波带来的相位延迟，提高了永磁同步电机位置和速度估算的精度。

附图说明

图1为基于滑模观测器的永磁同步电机无位置控制系统框图；

图2为传统滑模观测器的结构图；

图3为本发明所述基于准比例谐振的自适应观测器的模块图；

图4为本发明的基于准比例谐振的自适应观测器的一种实施例的结构图；

图5a为准比例谐振控制器的幅频特性曲线图；

图5b为准比例谐振控制器的相频特性曲线图；

图6a为传统滑模观测器的电流观测波形；

图6b为本发明基于准比例谐振的自适应观测器的电流观测波形图；

图7a为传统滑模观测器的反电势观测波形图；

图7b为本发明基于准比例谐振的自适应观测器的反电势观测波形图；

图8a为传统滑模观测器的位置估算误差曲线图；

图8b为本发明基于准比例谐振的自适应观测器的位置估算误差曲线图；

图9a为传统滑模观测器的速度估算误差曲线图；

图9b为本发明基于准比例谐振的自适应观测器的速度估算误差曲线图；

图10为本发明所述的基于准比例谐振的自适应观测器的永磁同步电机位置估算方法的流程图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。

图1为基于滑模观测器的永磁同步电机无位置矢量控制系统框图。它由速度控制器1、q轴电流控制器2、d轴电流控制器3、Park逆变换4、空间矢量PWM 5、三相逆变器6、永磁同步电机7、Clarke变换8、Park变换9、滑模位置和速度估算模块10等环节构成。该系统为速度和电流双闭环结构，外环为转速环，内环为矢量解耦下的d轴、q轴电流环。滑模位置和速度估算模块10用来实时估算电机转子位置

和速度

以取代机械式转子位置传感器。其中，估算出的电机转子位置

用于矢量控制系统中的Park变换9和Park逆变换4，估算出的电机转子速度

作为速度环的反馈量。滑模位置和速度估算模块10的输入量为αβ轴电压给定值u_α和u_β、αβ轴电流检测值i_α和i_β，输出量为转子位置估算值

和转子速度估算值

图2为用于图1中滑模位置和速度估算模块10的传统滑模观测器结构图。它由电流状态观测器11、比较器12、切换函数13、低通滤波器14和锁相环15组成。

电流状态观测器11采用下面方式实现：

其中，R为电机绕组相电阻；L为绕组相电感；为αβ坐标系下α轴电流观测值；

为αβ坐标系下β轴电流观测值；z_α为所述准比例谐振控制单元α轴的输出值，它等于α轴反电势估计值

z_β为所述准比例谐振控制单元β轴的输出值，它等于β轴反电势估计值

为所述电机转速估计值。

比较器12对电流观测值

和检测值i_α、i_β求取差值，即：

切换函数13通常采用符号函数，即：

其中，k为增益，其数值要大于α轴、β轴反电势幅值的最大值；sgn()为符号函数。

低通滤波器14通常采用一阶低通滤波器获取反电势估计值

即：

其中，ω_cf为低通滤波器的截止频率。

由于，滑模观测器构建的滑模面切换函数为符号函数，导致严重的抖振问题。虽然可采用饱和函数等方法来抑制抖振，但却无法消除。

基于上述问题，本发明采用准比例谐振控制单元代替滑模观测器中的切换函数，从而消除了抖振问题，并省去了低通滤波器，避免了低通滤波带来的相位延迟，提高了永磁同步电机位置和速度估算的精度。

如图3所示，一种基于准比例谐振的自适应观测器，包括：

观测单元，用以根据电压、反电势估计值和电机转速估计值计算，以获取电流观测值；

比较单元，连接所述观测单元，用以将所述电流观测值与电流检测值进行比较，获取电流差值；

本发明基于准比例谐振的自适应观测器还包括：

准比例谐振控制单元，连接所述观测单元和所述比较单元，用以根据所述电流差值和所述电机转速估计值计算，以获取所述反电势估计值；

锁相环，分别连接所述观测单元和所述准比例谐振控制单元，用以根据所述反电势估计值获取所述电机转速估计值和电机转子角度。

进一步地，所述观测单元可采用电流状态观测器，比较单元可采用比较器；准比例谐振控制单元可采用准比例谐振控制器。

图4为本发明的基于准比例谐振的自适应观测器的一种实施例的结构图，在图2所示的传统滑模观测器的基础上，将切换函数13和低通滤波器14由准比例谐振控制器16取代。

在本实施例中，所述电流状态观测器采用下述公式计算获取所述电流观测值：

其中，R为电机绕组相电阻；L为绕组相电感；

为αβ坐标系下α轴电流观测值；

为αβ坐标系下β轴电流观测值；z_α为所述准比例谐振控制单元α轴的输出值，它等于α轴反电势估计值z_β为所述准比例谐振控制单元β轴的输出值，它等于β轴反电势估计值

为所述电机转速估计值。

所述准比例谐振控制器采用传递函数计算获取所述反电势估计值，所述传递函数为：

准比例谐振控制器在进行数字实现时，采用以下双线性变换进行离散化方式：

其中，k_p为所述准比例谐振控制器的比例系数；k_r为所述准比例谐振控制器的积分系数；ω_c为所述准比例谐振控制器的截止频率；

为所述电机转速估计值；T为采样周期；Z为离散化过程变量，即z变换算子。

准比例谐振控制器的传递函数变换为：

其中：

T为采样周期。

本发明的准比例谐振控制器中含有比例系数k_p、积分系数k_r和截止频率ω_c三个可调节的参数，这些参数将对观测器的性能产生影响。

在实际操作时，对于表贴式永磁同步电机，可按照以下方法进行参数选取：考虑到当k_p≥1时，准比例谐振控制器在各个频率点处增益最小为1，将会放大谐波信号，包括开关频率次附近的高次谐波，降低观测器性能。为抑制低载波比条件下观测器中的各次谐波，k_p在0～1之间选取。在设计时k_i时，根据推导的观测器开环传递函数：

式中，R为电机绕组相电阻；L为绕组相电感，L_d＝L_q＝L；r₁+r₂＝(1+k_r/k_p)ω_c；采用零极点对消思想，令r₁＝R/L，

则零极点对消后的观测器开环传递函数为：

从而：

控制器带宽ω_c的取值与转速波动范围有关，可根据转速控制精度来选取控制器带宽ω_c。例如转速控制精度为5％，则准比例谐振控制器带宽选取为

图5(a-b)为本发明准比例谐振控制器的频率特性(即：幅度、相位特性)。准比例谐振控制器16在谐振频率

处具有较大增益，相移为零，因此可以实现对频率为

的误差电流信号的无静差控制，从而使电流估算值分别跟踪实际值i_α、i_β，进而得到准确的反电势估算值

图6(a-b)为本发明基于准比例谐振的自适应观测器与传统滑模观测器的电流观测波形对比；图7(a-b)为本发明基于准比例谐振的自适应观测器与传统滑模观测器的反电势观测波形对比；图8(a-b)为本发明基于准比例谐振的自适应观测器与传统滑模观测器的位置估算误差对比；图9(a-b)为本发明基于准比例谐振的自适应观测器与传统滑模观测器的速度估算误差对比。可见，采用本发明的基于准比例谐振的自适应观测器，电流、反电势的观测值抖振降低，位置和速度估算误差均减小，系统的位置和速度估算精度得到提高。

如图10所示，本发明还提供了一种基于准比例谐振的自适应观测器的永磁同步电机位置估算方法，包括下述步骤：

S1.根据电压、反电势估计值和电机转速估计值计算，以获取电流观测值；

S2.将所述电流观测值与电流检测值进行比较，获取电流差值；

S3.根据所述电流差值和所述电机转速估计值计算，以获取所述反电势估计值；

S4.根据所述反电势估计值获取所述电机转速估计值和电机转子角度。

进一步地，所述步骤S1根据电压、反电势估计值和电机转速估计值计算，以获取电流观测值，包括：

其中，R为电机绕组相电阻；L为绕组相电感；

为αβ坐标系下α轴电流观测值；

为αβ坐标系下β轴电流观测值；z_α为所述准比例谐振控制单元α轴的输出值，它等于α轴反电势估计值

z_β为所述准比例谐振控制单元β轴的输出值，它等于β轴反电势估计值

为所述电机转速估计值。

步骤S3根据所述电流差值和所述电机转速估计值计算，以获取所述反电势估计值，包括：

准比例谐振控制器采用传递函数计算获取所述反电势估计值，所述传递函数为：

其中，k_p为所述准比例谐振控制器的比例系数；k_r为所述准比例谐振控制器的积分系数；ω_c为所述准比例谐振控制器的截止频率；

为所述电机转速估计值；T为采样周期；Z为离散化过程变量，即z变换算子。

在具体应用时，基于准比例谐振的自适应观测器的永磁同步电机位置估算方法是基于准比例谐振的自适应观测器实现的，准比例谐振的自适应观测器可包括电流状态观测器、比较器、准比例谐振控制器和锁相环。电流状态观测器的输入为αβ轴电压、αβ轴反电势估计值和转速估计值，观测出的电流值与检测的电流值求差后，经过准比例谐振控制器得到估计的反电势，再输入到锁相环得到电机转速估计值和电机转子角度。

以上所述仅为本发明较佳的实施例，并非因此限制本发明的实施方式及保护范围，对于本领域技术人员而言，应当能够意识到凡运用本发明说明书及图示内容所作出的等同替换和显而易见的变化所得到的方案，均应当包含在本发明的保护范围内。