阅读说明：本技术 三相直交流转换器的滤波电容电流无传感器控制装置 (Filtering capacitor current sensorless control device of three-phase DC-AC converter ) 是由 杨宗振 小西义弘 谢旼儒 黄淑萱 于 2018-09-27 设计创作，主要内容包括：本发明提供了一种状态观察器用于三相直交流转换器的滤波电容电流无传感器控制方法,包含：接收当前取样时间下,该三相直交流转换器的一直流链电压；接收该当前取样时间下,该三相直交流转换器的一第一相滤波电容电压实际值、一第二相滤波电容电压实际值、以及一第三相滤波电容电压实际值；以及藉由一状态观察器,输出滤波电容电流状态变量,该滤波电容电流状态变量为下一取样时间的一电流预测值,且该滤波电容电流状态变量为无涟波的一平均电流值。(The invention provides a sensorless control method of filter capacitor current for a three-phase DC-AC converter for a state observer, which comprises the following steps: receiving a direct current link voltage of the three-phase direct current-alternating current converter at the current sampling time; receiving a first phase filter capacitor voltage actual value, a second phase filter capacitor voltage actual value and a third phase filter capacitor voltage actual value of the three-phase DC-AC converter at the current sampling time; and outputting a filter capacitor current state variable by a state observer, wherein the filter capacitor current state variable is a current predicted value of the next sampling time, and the filter capacitor current state variable is an average current value without ripple.)

三相直交流转换器的滤波电容电流无传感器控制装置

技术领域

本发明为关于一种状态观察器用于三相直交流转换器(3-phase DC-ACinverter)的滤波电容电流无传感器控制装置与方法。

背景技术

目前有多种直交流转换器(DC-AC inverter)的控制方式，在这些控制方式当中，被控制的电流型态主要有交流滤波电感电流、交流滤波电容电流、或负载电流。

针对三相直交流转换器系统，采用交流滤波电感电流控制或采用交流滤波电容电流控制方式的整体比较如下(两者皆有使用传感器)。在交流滤波电感电流感测控制之下，总谐波失真(total harmonic distortion)补偿较差；系统动态响应较慢；线性负载控制性能优；非线性负载控制性能较差；至少需要两个相电流侦测元件；电流侦测元件需采用高带宽元件(成本高)。在交流滤波电容电流感测控制之下，总谐波失真补偿较佳；系统动态响应较快；线性负载控制性能优；非线性负载控制性能较佳；至少需要两个相电流侦测元件；电流侦测元件可采用低带宽元件(成本低)。

常见交流滤波电容电流的侦测方式包含：直接侦测以及间接侦测等方法。直接侦测交流滤波电容电流为使用硬件侦测电路，交流滤波电容电流的量值由滤波电容的阻抗值来决定，滤波电容的阻抗通常较小，故交流滤波电容电流的量值也小，因此可以使用较便宜的侦测元件。然而，交流滤波电容电流具有涟波成分，若要取得较佳的信号，则必须加上滤波电路，但是滤波电路会有信号延迟的问题。

另外，间接侦测交流滤波电容电流有两种方法，一种为先以硬件电路侦测交流电感电流与负载电流，而两者之间的差值即为交流滤波电容电流，此方法需要两个带宽高的侦测元件，故成本较高，仍然有信号延迟的问题。

在三相转换器的种类中，强制风冷型(forced-air-cooled)转换器的切换频率约为5kHz～10kHz，例如：不断电系统，其控制指令效率高且控制响应快。相较地，高功率的自然冷却型转换器的切换频率约为1kHz～3kHz，例如：轨道车电源，其切换频率较低，其控制指令效率较低且控制响应较慢。因此，针对高功率的自然冷却型转换器，能源效率的改善方式成为技术关键，并且需要进一步提升控制器效能。

发明内容

本揭露的一实施例提供一种状态观察器用于三相直交流转换器的滤波电容电流无传感器控制方法，包含：接收当前取样时间下，该三相直交流转换器的一直流链电压；接收该当前取样时间下，该三相直交流转换器的一第一相滤波电容电压实际值、一第二相滤波电容电压实际值、以及一第三相滤波电容电压实际值；以及藉由一状态观察器，输出滤波电容电流状态变量，该滤波电容电流状态变量为下一取样时间的一电流预测值，且该滤波电容电流状态变量为无涟波的一平均电流值。

本揭露的一实施例提供一种状态观察器用于三相直交流转换器的滤波电容电流无传感器控制装置，包含：一芯片，该芯片包含一状态观察器，该状态观察器用以撷取当前取样时间下，该三相直交流转换器的一直流链电压、一第一相滤波电容电压实际值、一第二相滤波电容电压实际值、以及一第三相滤波电容电压实际值，藉由该状态观察器，用以输出下一取样时间的滤波电容电流状态变量，该滤波电容电流状态变量为无涟波的一平均电流值且为电流预测值。

附图说明

图1为根据一些实施例说明三相直交流转换器的电路图。

图2为根据一些实施例说明状态观测器控制方块。

图3为根据一些实施例说明离网模式的控制流程图(相元素)。

图4为根据一些实施例说明离网模式的控制流程图(线元素)。

图5为根据一些实施例说明离网模式的控制流程图(D-Q轴元素)。

图6为根据一些实施例说明利用状态观察器的滤波电容电流无传感器控制方法的流程图。

图7为根据一些实施例说明相元素状态观察器的交流滤波电容电压的波形图。

图8为根据一些实施例说明相元素状态观察器的交流滤波电容电流的波形图。

图9为根据一些实施例说明线元素状态观察器的交流滤波电容电压的波形图。

图10为根据一些实施例说明线元素状态观察器的交流滤波电容电流的波形图。

图11为根据一些实施例说明D-Q轴元素状态观察器的交流滤波电容电压的波形图。

图12为根据一些实施例说明D-Q轴元素状态观察器的交流滤波电容电流的波形图。

【主要元件】

D₁～D₆寄生二极管 C_dc1、C_dc2直流电容

L_f、L_fa、L_fb、L_fc滤波电感 C_f、C_fa、C_fb、C_fc滤波电容

E_d直流链电压 v_Ia a相交流电压

v_Ib b相交流电压 v_Ic c相交流电压

i_Ia a相交流电流 i_Ib b相交流电流

i_Ic c相交流电流 v_Lfa a相滤波电感电压

v_Lfb b相滤波电感电压 v_Lfc c相滤波电感电压

i_Ca a相交流滤波电容电流 i_Cb b相交流滤波电容电流

i_Cc c相交流滤波电容电流 v_Ca a相交流滤波电容电压

v_Cb b相交流滤波电容电压 v_Cc c相交流滤波电容电压

i_La a相负载电流 i_Lb b相负载电流

i_Lc c相负载电流 v_n电容中性点电压

u_a a相调变因子 v_Da a相扰动电压

ω_f滤波角频率 T取样周期

Q₁～Q₆开关元件 20状态观测器控制方块

21控制方块 22、24加法器

23减法器

u(k)系统调变因子 x(k)、x(k+1)离散值

u_a(k)a相调变因子 K增益矩阵

u_b(k)b相调变因子 u_c(k)c相调变因子

v_Iab ab线交流电压 u_ab ab线调变因子

v_Cab ab线交流滤波电容电压 i_Iab ab线交流电流

i_Lab ab线负载电流 i_Cab ab线交流滤波电容电流

u_ab(k)ab线调变因子 u_bc(k)bc线调变因子

u_ca(k)ca线调变因子 ACR电流控制器

AVR电压控制器 i_IdD轴交流电流

i_Iq Q轴交流电流 v_Id D轴交流电压

v_Iq Q轴交流电压 v_Cd D轴交流滤波电容电压

v_Cq Q轴交流滤波电容电压 i_Cd D轴交流滤波电容电流

i_Cq Q轴交流滤波电容电流 i_Cdx D轴交流滤波电容电流

i_Cqx Q轴交流滤波电容电流 v_Dd D轴扰动电压

v_Dq Q轴扰动电压 i_Ld D轴负载电流

i_Lq Q轴负载电流 v_Ddx D轴扰动电压

v_Dqx Q轴扰动电压 u_d D轴调变因子

u_q Q轴调变因子 u_d(k)D轴调变因子

u_q(k)Q轴调变因子

A_d、B_d、C_d系数矩阵 25Z^-1方块

状态变量 v_C(k)滤波电容电压实际值

滤波电容电压状态变量 26B_d系数矩阵方块

27A_d系数矩阵方块 28C_d系数矩阵方块

29K增益矩阵方块

31状态观察器 32、33减法器

34加法器

35除法器

41状态观察器 42、43减法器

45加法器

46除法器 51状态观察器

52、53减法器 55除法器

54加法器

61～63步骤 71交流滤波电容电压预测值

72交流滤波电容电压实际值 73交流滤波电容电流实际值

74交流滤波电容电流预测值 75交流滤波电容电压预测值

76交流滤波电容电压实际值 77交流滤波电容电流实际值

78交流滤波电容电流预测值 81交流滤波电容电压预测值

82交流滤波电容电压实际值 83交流滤波电容电流实际值

84交流滤波电容电流预测值 K₁、K₂、K₃增益元素

v_Ca(k)、v_Ca(k+1) a相滤波电容电压实际值

v_Cb(k)、v_Cb(k+1) b相滤波电容电压实际值

v_Cc(k)、v_Cc(k+1) c相滤波电容电压实际值

i_Ca(k)、i_Ca(k+1) a相滤波电容电流实际值

v_Da(k)、v_Da(k+1) a相扰动电压实际值

v_Cab(k+1)、v_Cab(k) ab线滤波电容电压实际值

v_Cbc(k) bc线滤波电容电压实际值

v_Cca(k) ca线滤波电容电压实际值

i_Cab(k+1)、i_Cab(k) ab线滤波电容电流实际值

v_Dab(k+1)、v_Dab(k) ab线扰动电压实际值

v_Cd(k+1)、v_Cd(k) D轴滤波电容电压实际值

i_Cd(k+1)、i_Cd(k) D轴滤波电容电流实际值

v_Dd(k+1)、v_Dd(k) D轴扰动电压实际值

v_Cq(k) Q轴滤波电容电压实际值

v_C ^*滤波电容电压参考命令值

a相滤波电容电压状态变量

b相滤波电容电压状态变量

c相滤波电容电压状态变量

ab线滤波电容电压状态变量

bc线滤波电容电压状态变量

ca线滤波电容电压状态变量

D轴滤波电容电压状态变量

Q轴滤波电容电压状态变量

a相滤波电容电流状态变量

b相滤波电容电流状态变量

c相滤波电容电流状态变量

ab线滤波电容电流状态变量

bc线滤波电容电流状态变量

ca线滤波电容电流状态变量

D轴滤波电容电流状态变量

Q轴滤波电容电流状态变量

i_C ^*滤波电容电流参考命令值

a相扰动电压状态变量

b相扰动电压状态变量

c相扰动电压状态变量

ab线扰动电压状态变量

bc线扰动电压状态变量

ca线扰动电压状态变量

D轴扰动电压状态变量

Q轴扰动电压状态变量

前馈电压状态变量

v_control ^*电压控制值

v_{pwm_cmd}脉波宽度调变比较值

v_Db b相扰动电压

v_Dc c相扰动电压

具体实施方式

本发明提出交流滤波电容电流控制装置与方法，并且属于间接侦测方式，采用无传感器的状态观察器，该状态观察器应用于三相直交流转换器(3-phase DC-AC inverter)系统，控制元素可分为相元素控制、线元素控制及D-Q轴元素控制。本发明通过电路原理分析求得交流滤波电容电压、交流滤波电容电流与扰动电压的时域状态方程式，再藉由时域变换离散函数方式，求得交流滤波电容电压、交流滤波电容电流与扰动电压的离散方程式，有助于数字控制的实现。本发明控制为预测型算法，可求得下一个取样时间的预测值，减少取样时间误差，使整体系统性能提升。本发明所提出的装置与方法只需侦测当前取样时间的交流滤波电容电压与直流链电压，便可利用状态观察器，取得下一个取样时间的交流滤波电容电压、交流滤波电容电流与扰动电压的预测值，并依相元素、线元素、及D-Q轴元素进行变换输入参数后即可通用。另外，交流滤波电容电流的预测值为平均电流且无涟波，并且不需要硬件传感器便可侦测交流滤波电容电流，能降低元件数量与花费成本。

三相直流转交流转换器系统与单相直流转交流转换器系统两者的比较之下：单相系统的功率等级需求较低；控制相数为单相；参数较少，其控制难易度较低；不需要相序控制；可以供应单相负载，例如：风扇或照明系统。三相系统的功率等级需求较高；控制相数为三相；参数较多，其控制难易度较困难；相差各120度，故需要相序控制；可以支持单相负载或供应三相负载，例如：冷冻空调、马达负载、或同时供应轨道车用冷冻空调机组、电器照明设备、与排风扇。本发明实施例为提升三相直流转交流转换器系统的效能及降低电路成本。

针对三相直交流转换器系统，采用有感测元件的滤波电容电流控制方式或无感测元件的滤波电容电流控制方式的整体比较如下(相同控制方式，后者未使用传感器)。有感测元件的滤波电容电流控制的信号具涟波成分，需额外硬件电路取得平均电流值；有硬件滤波电路延迟现象；信号处理控制至少落后一个取样周期；需要两个相电流侦测元件。无感测元件的滤波电容电流控制的信号无涟波成分且可取得平均电流值；无硬件滤波电路延迟现象；信号处理控制可预测控制；不需要相电流侦测元件。

图1为根据一些实施例说明三相直交流转换器100的电路图。三相直交流转换器100包含六个开关元件Q₁～Q₆、两个电容C_dc1、C_dc2、三个滤波电感L_fa、L_fb、L_fc(三者数值相等，亦等同后续滤波电感L_f，故L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)以及三个滤波电容C_fa、C_fb、C_fc(三者数值相等，亦等同后续滤波电容C_f，故C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)寄生二极管D₁～D₆搭配开关元件Q₁～Q₆。每两个开关元件即组成一个独立相位，开关元件Q₁、Q₂组成a相位，开关元件Q3、Q4组成b相位，开关元件Q5、Q6组成c相位。直流链电容由两个电容C_dc1、C_dc2串联组成。三个滤波电感L_fa、L_fb、L_fc以及三个滤波电容C_fa、C_fb、C_fc组成滤波电路，三个滤波电感L_fa、L_fb、L_fc分别连接a、b、c相位，三个滤波电容C_fa、C_fb、C_fc再分别连接三个滤波电感L_fa、L_fb、L_fc。举a相位为例，滤波电感L_fa的一端连接于开关元件Q₁、Q₂之间，滤波电感L_fa的另一端连接一滤波电容C_fa，b、c相位的滤波电感L_fb、L_fc与滤波电容C_fb、C_fc的连接方式以此类推。另外，E_d为直流链电压，为端点12、13的跨压(voltage-drop across ends 12and 13)，等同直流链电容的跨压。v_Ia为三相直交流转换器100的a相交流电压(开关元件Q₁、Q₂之间的节点电压)；v_Ib为b相交流电压(开关元件Q₃、Q₄之间的节点电压)；v_Ic为c相交流电压(开关元件Q₅、Q₆之间的节点电压)。i_Ia为三相直交流转换器100的a相交流电流；i_Ib为b相交流电流；i_Ic为c相交流电流。v_Ca为a相交流滤波电容电压(a相滤波电容C_fa的跨压)；v_Cb为b相交流滤波电容电压(b相滤波电容C_fb的跨压)；v_Cc为c相交流滤波电容电压(c相滤波电容C_fc的跨压)。i_Ca为a相交流滤波电容电流；i_Cb为b相交流滤波电容电流；i_Cc为c相交流滤波电容电流。i_La为a相负载电流；i_Lb为b相负载电流；i_Lc为c相负载电流。v_n为电容中性点电压(neutral point voltage of capacitor)。

在一实施例中，参酌图1的电压、电流参数，以下为推导a、b、及c相状态观察器方程式的过程。先针对a相状态观察器方程式作推导，藉由电路原理可分别求得关系式如公式(1)及公式(2)所示。

参数分别为：三相直交流转换器100的a相交流电压v_Ia；a相滤波电感电压v_Lfa；a相交流滤波电容电压v_Ca；电容中性点电压v_n；a相滤波电感电压关系式a相交流电流i_Ia；a相负载电流i_La；a相交流滤波电容电流i_Ca；a相滤波电容电流关系式滤波电感L_f(L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)；滤波电容C_f(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)，上述除定值外，在此为连续物理量。

将公式(1)与公式(2)以状态方程式表示，如公式(3)及公式(4)所示，其中u_a为a相调变因子(Modulation Index)，E_d为直流链电压。

为求得控制参数所需的a相交流滤波电容电压v_Ca与a相交流滤波电容电流i_Ca的关系式，可藉由电路原理取得方程式如公式(5)及公式(6)所示：

并定义v_Da为a相扰动电压(v_Db为b相扰动电压，v_Dc为c相扰动电压)，且与a相交流滤波电容电压v_Ca(b相交流滤波电容电压v_Cb、c相交流滤波电容电压v_Cc)及a相滤波电感电压v_Lfa(b相滤波电感电压v_Lfb、c相滤波电感电压v_Lfc)有关如公式(7)所示：

另外，假设在取样周期T内，a相扰动电压v_Da变化近似于a相交流滤波电容电压v_Ca变化，即公式(8)所示：

将公式(3)及公式(4)的变数调整为以a相交流滤波电容电压v_Ca、a相交流滤波电容电流i_Ca及a相扰动电压v_Da为状态方程式如公式(9)及公式(10)所示：

C＝(1 0 0)，公式(10)

将连续型态的公式(9)与公式(10)转化成离散型态，取得公式(11)及公式(12)为离散式系统分析状态方程式：

x(k+1)＝A_dx(k)+B_du(k)，A_d＝e^AT，

y(k)＝C_dx(k)，公式(12)

藉由取样时间k的参数，求得取样时间k+1的参数关系式，x(k)、x(k+1)为离散值(数字侦测值)，u(k)为系统调变因子。并且利用拉普拉斯转换法求得系数矩阵A_d、B_d与C_d。最后将系数矩阵A_d、B_d与C_d代入公式(11)与公式(12)，重新整理后取得公式(13)与公式(14)：

C_d＝(1 0 0)，公式(14)

公式(13)与公式(14)的参数定义如下：当前取样时间的a相滤波电容电压实际值v_Ca(k)；下一取样时间的a相滤波电容电压实际值v_Ca(k+1)；当前取样时间的a相滤波电容电流实际值i_Ca(k)；下一取样时间的a相滤波电容电流实际值i_Ca(k+1)；当前取样时间的a相扰动电压实际值v_Da(k)；下一取样时间的a相扰动电压实际值v_Da(k+1)；滤波角频率ω_f；滤波电感L_f(L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)；滤波电容C_f(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)；取样周期T；直流链电压E_d；a相调变因子u_a(k)。故上述系将连续型态的方程式，公式(9)与公式(10)转换为离散状态的方程式，如公式(13)与公式(14)。并且可得出系数矩阵A_d、B_d与C_d分别为：

C_d＝(1 0 0)

将公式(13)与公式(14)整理为另一离散型态的状态观察器方程式，如公式(15)：

藉由有限时间稳定控制法(Deadbeat Control Law)来求得增益矩阵K，其计算结果如公式(16)：

增益矩阵K内部的参数定义如下：滤波角频率ω_f；滤波电感L_f(L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)；滤波电容C_f(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)；取样周期T。最后，将求得的系数矩阵A_d、B_d与C_d、以及增益矩阵K代入公式(15)，取得a相状态观察器方程式，如公式(17)。

公式(17)的参数定义如下：当前取样时间的a相滤波电容电压状态变量下一取样时间的a相滤波电容电压状态变量当前取样时间的a相滤波电容电流状态变量下一取样时间的a相滤波电容电流状态变量当前取样时间的a相扰动电压状态变量下一取样时间的a相扰动电压状态变量上述状态变量为状态观测器的运算值，且下一取样时间的状态变量亦可视为预测值。其中，当前取样时间的a相滤波电容电压实际值v_Ca(k)为实际量测的量值；直流链电压E_d为实际量测的量值。以下为已知量值：a相调变因子u_a(k)；滤波角频率ω_f；滤波电感L_f(L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)；滤波电容C_f(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)；取样周期T；增益元素K₁、K₂、K₃，增益矩阵K增益a相滤波电容电压实际值v_Ca(k)。

以此类推，可得到b相状态观察器方程式，如公式(18)：

公式(18)的参数定义如下：当前取样时间的b相滤波电容电压状态变量下一取样时间的b相滤波电容电压状态变量当前取样时间的b相滤波电容电流状态变量下一取样时间的b滤波电容电流状态变量当前取样时间的b相扰动电压状态变量下一取样时间的b相扰动电压状态变量当前取样时间的b相滤波电容电压实际值v_Cb(k)；取样周期T；直流链电压E_d；b相调变因子u_b(k)；滤波电感L_f(L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)；滤波电容C_f(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)；增益元素K₁、K₂、K₃；滤波角频率ω_f。

以此类推，可得到c相状态观察器方程式，如公式(19)：

公式(19)的参数定义如下：当前取样时间的c相滤波电容电压状态变量下一取样时间的c相滤波电容电压状态变量当前取样时间的c相滤波电容电流状态变量下一取样时间的c相滤波电容电流状态变量当前取样时间的c相扰动电压状态变量下一取样时间的c相扰动电压状态变量当前取样时间的c相滤波电容电压实际值v_Cc(k)；取样周期T；直流链电压E_d；c相调变因子u_c(k)；滤波电感L_f(L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)；滤波电容C_f(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)；增益元素K₁、K₂、K₃；滤波角频率ω_f。

图2为根据一些实施例说明状态观测器控制方块20。公式(16)～(19)为与状态观测器控制方块20等效。公式(11)～(12)为与控制方块21等效，控制方块21为离散式系统分析状态方程式，控制方块21为能代表三相直交流转换器100的整体系统，系统调变因子u(k)输入后，乘上B_d系数矩阵方块26。下一取样时间的离散值x(k+1)回复为上一取样时间的离散值x(k)，离散值x(k)乘上A_d系数矩阵方块27后，进入加法器22，离散值x(k)亦乘上C_d系数矩阵方块28后，再输出滤波电容电压实际值v_C(k)。

状态观测器控制方块20撷取滤波电容电压实际值v_C(k)和系统调变因子u(k)，滤波电容电压实际值v_C(k)进入减法器23，滤波电容电压实际值v_C(k)乘上K增益矩阵方块29，K增益矩阵方块29增益滤波电容电压实际值v_C(k)后，进入加法器24。系统调变因子u(k)乘上系数矩阵B_d进入加法器24。下一取样时间的状态变量经过Z^-1方块25，回复为上一取样时间的状态变量状态变量乘上Ad系数矩阵方块27后，进入加法器24，状态变量亦乘上C_d系数矩阵方块28，并且得到当前取样时间的滤波电容电压状态变量滤波电容电压状态变量进入减法器23。并且状态观测器控制方块20输出下一取样时间的状态变量在一实施例中，此处下一取样时间的状态变量可对等上述a相滤波电容电压状态变量b相滤波电容电压状态变量c相滤波电容电压状态变量a相滤波电容电流状态变量b相滤波电容电流状态变量c相滤波电容电流状态变量a相扰动电压状态变量b相扰动电压状态变量c相扰动电压状态变量

图3为根据一些实施例说明离网模式的控制流程图。上述a相状态观察器方程式的公式(17)、b相状态观察器方程式的公式(18)、及c相状态观察器方程式的公式(19)编程(program)写入具有运算能力的芯片，例如：中央处理器(Central Processing Unit，CPU)、微控制器(Microcontroller Unit，MCU)、现场可程序逻辑门阵列(Field ProgrammableGate Array，FPGA)等，但不受限于此。故状态观察器(State Observer)31包含公式(17)、公式(18)、公式(19)。

在一实施例中，状态观察器31用于三相直交流转换器100的滤波电容电流无传感器控制装置包含：一芯片，该芯片包含一状态观察器31，该状态观察器31用以撷取当前取样时间下，三相直交流转换器100的一直流链电压E_d、a相滤波电容电压实际值v_Ca(k)、b相滤波电容电压实际值v_Cb(k)、c相滤波电容电压实际值v_Cc(k)，藉由该状态观察器31，用以输出下一取样时间的滤波电容电流状态变量，该滤波电容电流状态变量为无涟波的一平均电流值且为电流预测值。

在一实施例中，上述滤波电容电流状态变量包含a相滤波电容电流状态变量b相滤波电容电流状态变量及c相滤波电容电流状态变量a相、b相、c相亦可以使用第一相、第二相、以及第三相来代表。该些滤波电容电流状态变量进入减法器33。

在一实施例中，上述状态观察器31用以输出下一取样时间的a相滤波电容电压状态变量b相滤波电容电压状态变量及c相滤波电容电压状态变量该些滤波电容电压状态变量为该下一取样时间的电压预测值。该些滤波电容电压状态变量进入减法器32。

在一实施例中，该状态观察器31用以输出该下一取样时间的a相扰动电压状态变量b相扰动电压状态变量及c相扰动电压状态变量该些扰动电压状态变量为该下一取样时间的电压预测值。该些扰动电压状态变量进入除法器35。

在一实施例中，状态观察器31包含a相状态观察器方程式的公式(17)。在一实施例中，状态观察器31包含b相状态观察器方程式的公式(18)。在一实施例中，状态观察器31包含c相状态观察器方程式的公式(19)。在一实施例中，状态观察器31包含增益矩阵K的公式(16)。

在一实施例中，将滤波电容电压参考命令值v_C ^*与a相滤波电容电压状态变量b相滤波电容电压状态变量c相滤波电容电压状态变量藉由减法器32相互比较后，经过电压控制器AVR，得到滤波电容电流参考命令值i_C ^*。将滤波电容电流参考命令值i_C ^*与a相滤波电容电流状态变量b相滤波电容电流状态变量c相滤波电容电流状态变量藉由减法器33相互比较后，经过电流控制器ACR，得到电压控制值v_control ^*。在加法器34中，电压控制值v_control ^*加上下一取样时间的前馈电压状态变量得到脉波宽度调变比较值v_{pwm_cmd}，其中，在除法器35中，前馈电压状态变量为a相扰动电压状态变量b相扰动电压状态变量c相扰动电压状态变量除以直流链电压E_d。根据脉波宽度调变比较值v_{pwm_cmd}，进行后续脉波宽度调变(Pulse Width Modulation,PWM)的开关。

在一实施例中，返回参酌图1中三相直交流转换器100的电压、电流参数，以下为推导ab线、bc线、及ca线状态观察器方程式的过程。先针对ab线状态观察器方程式作推导，而ab线元素可藉由a、b相元素求得，其关系式如公式(20)至公式(24)。

v_Cab＝v_Ca-v_Cb，公式(21)

i_Iab＝i_Ia-i_Ib，公式(22)

i_Lab＝i_La-i_Lb，公式(23)

i_Cab＝i_Ca-i_Cb，公式(24)

公式(20)至公式(24)的参数定义如下：a相交流电压v_Ia；b相交流电压v_Ib；ab线交流电压v_Iab；a相调变因子u_a；b相调变因子u_b；ab线调变因子u_ab；直流链电压E_d；a相交流滤波电容电压v_Ca；b相交流滤波电容电压v_Cb；ab线交流滤波电容电压v_Cab；a相交流电流i_Ia；b相交流电流i_Ib；ab线交流电流i_Iab；a相负载电流i_La；b相负载电流i_Lb；ab线负载电流i_Lab；a相交流滤波电容电流i_Ca；b相交流滤波电容电流i_Cb；ab线交流滤波电容电流i_Cab。

依电路原理可分别求得三相直交流转换器100的ab线交流电压v_Iab与电感电压、ab线交流电流i_Iab与电容电流的关系式，分别如公式(25)及公式(26)所示：

其参数定义：滤波电感L_f(L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)；滤波电容C_f(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)；ab线滤波电感电压关系式ab线滤波电容电流关系式

将公式(25)与公式(26)以状态方程式表示，如公式(27)及公式(28)所示：

为求得控制参数所需的ab线交流滤波电容电压v_Cab与ab线交流滤波电容电流i_Cab的关系式，可藉由电路原理取得方程式如公式(29)及公式(30)所示：

并定义v_Dab为ab线扰动电压，并且与ab线交流滤波电容电压v_Cab及ab线交流滤波电感电压有关，如公式(31)所示；

另外，假设在取样周期T内，ab线扰动电压变化近似于ab线交流滤波电容电压v_Cab变化，即公式(32)所示。

将公式(27)及公式(28)的变数调整为：以ab线交流滤波电容电压v_Cab、ab线交流滤波电容电流i_Cab及ab线扰动电压v_Dab为主轴的状态方程式，如公式(33)及公式(34)所示：

C＝(1 0 0)，公式(34)

将连续型态的公式(33)与公式(34)转化成离散型态，得到公式(35)及公式(36)为离散式系统分析状态方程式：

y(k)＝C_dx(k)＝v_Cab(k)，公式(36)

藉由取样时间k的参数，求得取样时间k+1的参数关系式，x(k)、x(k+1)为离散值(数字侦测值)，u(k)为为统调变因子，取样周期T。并且利用拉普拉斯转换法求得系数矩阵A_d、B_d与C_d。最后将系数矩阵A_d、B_d与C_d代入公式(35)与公式(36)，重新整理后取得公式(37)与公式(38)：

C_d＝(1 0 0)，公式(38)

公式(37)与公式(38)的参数定义如下：当前取样时间的ab线滤波电容电压实际值v_Cab(k)；下一取样时间的ab线滤波电容电压实际值v_Cab(k+1)；当前取样时间的ab线滤波电容电流实际值i_Cab(k)；下一取样时间的ab线滤波电容电流实际值i_Cab(k+1)；当前取样时间的ab线扰动电压实际值v_Dab(k)；下一取样时间的ab线扰动电压实际值v_Dab(k+1)；滤波角频率ω_f；滤波电感L_f(L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)；滤波电容C_f(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)；取样周期T；直流链电压E_d；ab线调变因子u_ab(k)。故上述系将连续型态的方程式，公式(33)与公式(34)转换为离散状态的方程式，如公式(37)与公式(38)。并且可得出系数矩阵A_d、B_d与C_d分别为：

C_d＝(1 0 0)

将公式(37)与公式(38)整理为另一离散型态的状态观察器方程式，如公式(39)：

藉由有限时间稳定控制法(Deadbeat Control Law)来求得增益矩阵K，其计算结果如公式(40)：

增益矩阵K内部的参数定义如下：滤波角频率ω_f；滤波电感Lf(L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)；滤波电容C_f(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)；取样周期T。最后，将求得的系数矩阵A_d、B_d与C_d、以及增益矩阵K代入公式(39)，取得ab线状态观察器方程式，如公式(41)：

为当前取样时间的ab线滤波电容电压状态变量；为下一取样时间的ab线滤波电容电压状态变量；为当前取样时间的ab线滤波电容电流状态变量；为下一取样时间的ab线滤波电容电流状态变量；为当前取样时间的ab线扰动电压状态变量；为下一取样时间的ab线扰动电压状态变量；v_Cab(k)为当前取样时间的ab线滤波电容电压实际值；T为一取样周期；E_d为直流链电压；u_ab(k)为ab线调变因子；L_f为一滤波电感(L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)；C_f为一滤波电容(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)；K₁、K₂、K₃为增益元素，增益矩阵K增益ab线滤波电容电压实际值v_Cab(k)；ω_f为一滤波角频率。

以此类推，b相元素的量值与c相元素的量值经过转换后，将变成bc线元素的量值，其转换方式类似上述公式(20)～公式(24)，并且经过上述推导，可得到bc线状态观察器方程式，如公式(42)：

为当前取样时间的bc线滤波电容电压状态变量；为下一取样时间的bc线滤波电容电压状态变量；为当前取样时间的bc线滤波电容电流状态变量；为下一取样时间的bc线滤波电容电流状态变量；为当前取样时间的bc线扰动电压状态变量；为下一取样时间的bc线扰动电压状态变量；v_Cbc(k)为当前取样时间的bc线滤波电容电压实际值；T为一取样周期；E_d为直流链电压；u_bc(k)为bc线调变因子；L_f为一滤波电感(L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)；C_f为一滤波电容(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)；K₁、K₂、K₃为增益元素；ω_f为一滤波角频率。

以此类推，c相元素的量值与a相元素的量值经过转换后，将变成ca线元素的量值，其转换方式类似上述公式(20)～公式(24)，并且经过上述推导，可得到ca线状态观察器方程式，如公式(43)：

为当前取样时间的ca线滤波电容电压状态变量；为下一取样时间的ca线滤波电容电压状态变量；为当前取样时间的ca线滤波电容电流状态变量；为下一取样时间的ca线滤波电容电流状态变量；为当前取样时间的ca线扰动电压状态变量；为下一取样时间的ca线扰动电压状态变量；v_Cca(k)为当前取样时间的ca线滤波电容电压实际值；T为一取样周期；E_d为直流链电压；u_ca(k)为ca线调变因子；L_f为一滤波电感；C_f为一滤波电容(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)；K₁、K₂、K₃为增益元素；ω_f为一滤波角频率。

再次参酌图2，公式(41)、公式(42)、或公式(43)为与状态观测器控制方块20等效，其控制流程近似上述图2说明，不再赘述。在一实施例中，此处下一取样时间的状态变量可对等上述ab线滤波电容电压状态变量bc线滤波电容电压状态变量ca线滤波电容电压状态变量ab线滤波电容电流状态变量bc线滤波电容电流状态变量ca线滤波电容电流状态变量ab线扰动电压状态变量bc线扰动电压状态变量ca线扰动电压状态变量

图4为根据一些实施例说明离网模式的控制流程图。上述ab线状态观察器方程式的公式(41)、bc线状态观察器方程式的公式(42)、及ca线状态观察器方程式的公式(43)编程(program)写入具有运算能力的芯片，例如：中央处理器(Central Processing Unit，CPU)、微控制器(Microcontroller Unit，MCU)、现场可程序逻辑门阵列(FieldProgrammable Gate Array，FPGA)等，但不受限于此。故状态观察器41包含公式(41)、公式(42)、及公式(43)。

在一实施例中，状态观察器41用于三相直交流转换器100的滤波电容电流无传感器控制装置包含：一芯片，该芯片包含一状态观察器41，该状态观察器41用以撷取当前取样时间下，三相直交流转换器100的一直流链电压E_d、ab线滤波电容电压实际值v_Cab(k)、bc线滤波电容电压实际值v_Cbc(k)、及ca线滤波电容电压实际值v_Cca(k)，藉由该状态观察器41，用以输出下一取样时间的滤波电容电流状态变量，该滤波电容电流状态变量为无涟波的一平均电流值且为电流预测值。ab线滤波电容电压实际值v_Cab(k)、bc线滤波电容电压实际值v_Cbc(k)、及ca线滤波电容电压实际值v_Cca(k)为由a相滤波电容电压实际值v_Ca(k)、b相滤波电容电压实际值v_Cb(k)、c相滤波电容电压实际值v_Cc(k)转换而来。

在一实施例中，该滤波电容电流状态变量包含ab线滤波电容电流状态变量bc线滤波电容电流状态变量ca线滤波电容电流状态变量ab线、bc线、ca线亦可以使用第一线、第二线、以及第三线代替。该些滤波电容电流状态变量进入减法器43。

在一实施例中，状态观察器41用以输出下一取样时间的ab线滤波电容电压状态变量bc线滤波电容电压状态变量ca线滤波电容电压状态变量该些滤波电容电压状态变量为该下一取样时间的电压预测值。该些滤波电容电压状态变量进入减法器42。

在一实施例中，状态观察器41用以输出下一取样时间的ab线扰动电压状态变量bc线扰动电压状态变量ca线扰动电压状态变量该些扰动电压状态变量为该下一取样时间的电压预测值。该些扰动电压状态变量进入除法器46。

在一实施例中，状态观察器41包含ab线状态观察器方程式的公式(41)。在一实施例中，状态观察器41包含bc线状态观察器方程式的公式(42)。在一实施例中，状态观察器41包含ca线状态观察器方程式的公式(43)。在一实施例中，状态观察器41包含增益矩阵K的公式(40)。

在一实施例中，参酌图4，将滤波电容电压参考命令值v_C ^*与ab线滤波电容电压状态变量bc线滤波电容电压状态变量ca线滤波电容电压状态变量藉由减法器42相互比较后，经过电压控制器AVR，得到滤波电容电流参考命令值i_C ^*。将滤波电容电流参考命令值i_C ^*与ab线滤波电容电流状态变量bc线滤波电容电流状态变量ca线滤波电容电流状态变量藉由减法器43相互比较后，经过电流控制器ACR，得到电压控制值v_control ^*。在加法器45中，电压控制值v_control ^*加上下一取样时间的前馈电压状态变量得到脉波宽度调变比较值v_{pwm_cmd}，其中，在除法器46中，前馈电压状态变量为ab线扰动电压状态变量bc线扰动电压状态变量ca线扰动电压状态变量除以直流链电压Ed。根据脉波宽度调变比较值v_{pwm_cmd}，进行后续脉波宽度调变(Pulse Width Modulation,PWM)的开关。

在一实施例中，返回参酌图1的电压、电流参数，以下为推导D轴(直轴)、Q轴(交轴)状态观察器方程式的过程。D轴元素及Q轴元素为由三相直交流转换器100的a相元素、b相元素及c相元素经过帕克变换(Park's Transformation)所求得。帕克变换将定子的a、b、c相电流或电压量值投影到随着转子旋转的直轴(D轴)、交轴(Q轴)与垂直于DQ平面的零轴(0轴)，关系式如公式(44)：

依电路原理可分别求得三相直交流转换器100的D轴及Q轴交流电压、交流电流、电感电压、及电容电流的关系式，如公式(45)及公式(46)所示：

其参数定义为：D轴交流电流i_Id；Q轴交流电流i_Iq；D轴交流电压v_Id；Q轴交流电压v_Iq；D轴交流滤波电容电压v_Cd；Q轴交流滤波电容电压v_Cq；D轴交流滤波电容电流i_Cd；Q轴交流滤波电容电流i_Cq；滤波角频率ω_f；滤波电感L_f(L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)；滤波电容C_f(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)。

将公式(45)与公式(46)以状态方程式表示如公式(47)及公式(48)所示：

为求得控制参数所需交流滤波电容电压与交流滤波电容电流的关系式，可藉由电路原理取得方程式如公式(49)、(50)、(51)及公式(52)所示：

其参数定义为：导入另一参数，D轴交流滤波电容电流i_Cdx；Q轴交流滤波电容电流i_Cqx；D轴扰动电压v_Dd；Q轴扰动电压v_Dq；D轴负载电流i_Ld；Q轴负载电流i_Lq；另一D轴扰动电压v_Ddx；另一Q轴扰动电压v_Dqx；D轴调变因子u_d；Q轴调变因子u_q。

另外，假设在取样周期T内，扰动电压变化近似于电容器电压变化，即公式(53)所示：

将公式(49)、(50)、(51)及公式(52)的变数调整为：以D轴交流滤波电容电压v_Cd、D轴交流滤波电容电流i_Cdx及D轴扰动电压v_Ddx为主轴的状态方程式，如公式(54)及公式(55)所示：

C＝(1 0 0)，公式(55)。

将连续型态的公式(54)与公式(55)转化成离散型态，得到公式(56)及公式(57)为离散式系统分析状态方程式：

y(k)＝C_dx(k)，公式(57)

藉由取样时间k的参数，求得取样时间k+1的参数关系式，x(k)、x(k+1)为离散值(数字侦测值)，u(k)为为统调变因子，取样周期T。并且利用拉普拉斯转换法求得系数矩阵A_d、B_d与C_d。最后将系数矩阵A_d、B_d与C_d代入公式(56)与公式(57)，重新整理后取得公式(58)与公式(59)：

C_d＝(1 0 0)，公式(59)

公式(58)与公式(59)的参数定义如下：当前取样时间的D轴滤波电容电压实际值v_Cd(k)；下一取样时间的D轴滤波电容电压实际值v_Cd(k+1)；当前取样时间的D轴滤波电容电流实际值i_Cdx(k)；下一取样时间的D轴滤波电容电流实际值i_Cd(k+1)；当前取样时间的D轴扰动电压实际值v_Dd(k)；下一取样时间的D轴扰动电压实际值v_Dd(k+1)；滤波角频率ω_f；滤波电感L_f(L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)；滤波电容C_f(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)；取样周期T；直流链电压E_d；D轴调变因子u_d(k)。故上述系将连续型态的方程式，公式(54)与公式(55)转换为离散状态的方程式，如公式(58)与公式(59)。并且可得出系数矩阵A_d、B_d与C_d分别为：

C_d＝(1 0 0)

将公式(58)与公式(59)整理为另一离散型态的状态观察器方程式，如公式(60)：

藉由有限时间稳定控制法(Deadbeat Control Law)来求得增益矩阵K，其计算结果如公式(61)：

增益矩阵K内部的参数定义为：滤波角频率ω_f；滤波电感L_f(L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)；滤波电容C_f(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)；取样周期T。最后，将求得的系数矩阵A_d、B_d与C_d、以及增益矩阵K代入公式(60)，取得D轴状态观察器方程式，如公式(62)：

为当前取样时间的D轴滤波电容电压状态变量；为下一取样时间的D轴滤波电容电压状态变量；为当前取样时间的D轴滤波电容电流状态变量；为下一取样时间的D轴滤波电容电流状态变量；为当前取样时间的D轴扰动电压状态变量；为下一取样时间的D轴扰动电压状态变量；v_Cd(k)为当前取样时间的D轴滤波电容电压实际值；T为取样周期；E_d为直流链电压；u_d(k)为D轴调变因子；L_f为滤波电感(L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)；C_f为滤波电容(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)；K₁、K₂、K₃为增益元素，增益矩阵K增益D轴滤波电容电压实际值v_Cd(k)；ω_f为滤波角频率。

以此类推，可得到Q轴状态观察器方程式，如公式(63)：

为当前取样时间的Q轴滤波电容电压状态变量；为下一取样时间的Q轴滤波电容电压状态变量；为当前取样时间的Q轴滤波电容电流状态变量；为下一取样时间的Q轴滤波电容电流状态变量；为当前取样时间的一Q轴扰动电压状态变量；为下一取样时间的Q轴扰动电压状态变量；v_Cq(k)为当前取样时间的Q轴滤波电容电压实际值；T为取样周期；E_d为直流链电压；u_q(k)为Q轴调变因子；L_f为滤波电感(L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)；C_f为滤波电容(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)；K₁、K₂、K₃为增益元素；ω_f为滤波角频率。

再次参酌图2，公式(62)、或公式(63)与状态观测器控制方块20等效，其控制流程近似上述图2说明，不再赘述。在一实施例中，此处下一取样时间的状态变量可对等上述D轴滤波电容电压状态变量D轴滤波电容电流状态变量D轴扰动电压状态变量Q轴滤波电容电压状态变量Q轴滤波电容电流状态变量Q轴扰动电压状态变量

图5为根据一些实施例说明离网模式的控制流程图。上述D轴状态观察器方程式的公式(62)、Q轴状态观察器方程式的公式(63)编程(program)写入具有运算能力的芯片，例如：中央处理器(Central Processing Unit，CPU)、微控制器(Microcontroller Unit，MCU)、现场可程序逻辑门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)等，但不受限于此。故状态观察器51包含公式(62)及公式(63)。

在一实施例中，状态观察器51用于三相直交流转换器100的滤波电容电流无传感器控制装置包含：一芯片，该芯片包含一状态观察器51，该状态观察器51用以撷取当前取样时间下，三相直交流转换器100的一直流链电压E_d、D轴滤波电容电压实际值v_Cd(k)、Q轴滤波电容电压实际值v_Cq(k)，藉由该状态观察器51，用以输出下一取样时间的滤波电容电流状态变量，该滤波电容电流状态变量为无涟波的一平均电流值且为电流预测值。D轴滤波电容电压实际值v_Cd(k)、Q轴滤波电容电压实际值v_Cq(k)为由a相滤波电容电压实际值v_Ca(k)、b相滤波电容电压实际值v_Cb(k)、c相滤波电容电压实际值v_Cc(k)转换而来。

在一实施例中，该滤波电容电流状态变量包含Q轴滤波电容电流状态变量以及D轴滤波电容电流状态变量该些滤波电容电流状态变量进入减法器53。

在一实施例中，状态观察器51用以输出下一取样时间的Q轴滤波电容电压状态变量以及D轴滤波电容电压状态变量该些滤波电容电压状态变量为该下一取样时间的电压预测值。该些滤波电容电压状态变量进入减法器52。

在一实施例中，状态观察器51用以输出下一取样时间的Q轴扰动电压状态变量以及D轴扰动电压状态变量该些扰动电压状态变量为下一取样时间的电压预测值。该些扰动电压状态变量进入除法器55。

在一实施例中，状态观察器51包含D轴状态观察器方程式的公式(62)。在一实施例中，状态观察器51包含D轴状态观察器方程式的公式(63)。在一实施例中，状态观察器51包含增益矩阵K的公式(61)。

在一实施例中，参酌图5，将滤波电容电压参考命令值v_C ^*与Q轴滤波电容电压状态变量以及D轴滤波电容电压状态变量藉由减法器52相互比较后，经过电压控制器AVR，得到滤波电容电流参考命令值i_C ^*。将滤波电容电流参考命令值i_C ^*与Q轴滤波电容电流状态变量以及D轴滤波电容电流状态变量藉由减法器53相互比较后，经过电流控制器ACR，得到电压控制值v_control ^*。在加法器54中，电压控制值v_control ^*加上下一取样时间的前馈电压状态变量得到脉波宽度调变比较值v_{pwm_cmd}，其中，在除法器55中，前馈电压状态变量为Q轴扰动电压状态变量以及D轴扰动电压状态变量除以直流链电压E_d。根据脉波宽度调变比较值v_{pwm_cmd}，进行后续脉波宽度调变(Pulse Width Modulation,PWM)的开关。

图6为根据一些实施例说明利用状态观察器的滤波电容电流无传感器控制方法的流程图。一种状态观察器31、41、或51用于三相直交流转换器100的滤波电容电流无传感器控制方法，包含：接收当前取样时间下，三相直交流转换器的一直流链电压E_d(步骤61)；接收当前取样时间下，三相直交流转换器100的a相(第一相)滤波电容电压实际值v_Ca(k)、b相(第二相)滤波电容电压实际值v_Cb(k)、c相(第三相)滤波电容电压实际值v_Cc(k)(步骤62)；以及藉由状态观察器31、41、或51，输出滤波电容电流状态变量，该滤波电容电流状态变量为该下一取样时间的一电流预测值，且该滤波电容电流状态变量为无涟波的一平均电流值(步骤63)。

在一实施例中，藉由状态观察器31、41、或51，根据取样周期T、三相直交流转换器100的滤波电容C_fa、C_fb、C_fc(C_f＝C_fa＝C_fb＝C_fc)、以及滤波电感L_fa、L_fb、L_fc(L_f＝L_fa＝L_fb＝L_fc)，定义增益矩阵K，如同公式(16)，增益矩阵K增益a相滤波电容电压实际值v_Ca(k)、b相滤波电容电压实际值v_Cb(k)、c相滤波电容电压实际值v_Cc(k)。

在一实施例中，可参酌图3，该滤波电容电流状态变量包含a相滤波电容电流状态变量b相滤波电容电流状态变量及c相滤波电容电流状态变量a相、b相、及c相亦可称为第一相、第二相、以及第三相。

在一实施例中，可参酌图3，藉由状态观察器31，输出a相滤波电容电压状态变量b相滤波电容电压状态变量及c相滤波电容电压状态变量该些滤波电容电压状态变量为下一取样时间的电压预测值。

在一实施例中，可参酌图3，藉由状态观察器31，输出a相扰动电压状态变量b相扰动电压状态变量及c相扰动电压状态变量该些扰动电压状态变量为下一取样时间的电压预测值。

在一实施例中，可参酌图4，藉由状态观察器41，转换a相滤波电容电压实际值v_Ca(k)、b相滤波电容电压实际值v_Cb(k)、及c相滤波电容电压实际值v_Cc(k)分别为ab线滤波电容电压实际值v_Cab(k)、bc线滤波电容电压实际值v_Cbc(k)、及ca线滤波电容电压实际值v_Cca(k)。

在一实施例中，可参酌图4，该滤波电容电流状态变量包含ab线滤波电容电流状态变量bc线滤波电容电流状态变量及ca线滤波电容电流状态变量

在一实施例中，可参酌图4，藉由状态观察器41，输出ab线滤波电容电压状态变量bc线滤波电容电压状态变量及ca线滤波电容电压状态变量该些滤波电容电压状态变量为下一取样时间的电压预测值。

在一实施例中，可参酌图4，藉由状态观察器41，输出ab线扰动电压状态变量bc线扰动电压状态变量及ca线扰动电压状态变量该些扰动电压状态变量为下一取样时间的电压预测值。

在一实施例中，可参酌图5，藉由状态观察器51，转换a相滤波电容电压实际值v_Ca(k)、b相滤波电容电压实际值v_Cb(k)、及c相滤波电容电压实际值v_Cc(k)为D轴滤波电容电压实际值v_Cd(k)、及Q轴滤波电容电压实际值v_Cq(k)。

在一实施例中，可参酌图5，该滤波电容电流状态变量包含Q轴(交轴)滤波电容电流状态变量以及D轴(直轴)滤波电容电流状态变量

在一实施例中，可参酌图5，藉由状态观察器51，输出Q轴滤波电容电压状态变量以及D轴滤波电容电压状态变量该些滤波电容电压状态变量为该下一取样时间的电压预测值。

在一实施例中，可参酌图5，藉由该状态观察器51，输出Q轴扰动电压状态变量以及D轴扰动电压状态变量该些扰动电压状态变量为该下一取样时间的电压预测值。

图7为根据一些实施例说明相元素状态观察器的交流滤波电容电压的波形图。在图7中，(a)、(b)图的横轴为时间(秒)，纵轴为电压(伏特)。图7中的(a)图显示相元素的状态观察器31的模拟结果，状态观察器31包含公式(17)、公式(18)、与公式(19)。图7中的(b)图则为(a)图的方框部分的放大图。

在图7中的(b)图，下方不规则斜线为连续的交流滤波电容电压实际值72，交流滤波电容电压实际值72为实际的物理量。锯齿波为离散状态的交流滤波电容电压预测值71，锯齿波的形成归因于取样保持(sample and hold)，交流滤波电容电压预测值71为状态观察器31所输出的a、b、或c相滤波电容电压状态变量交流滤波电容电压预测值71为下一取样时间的电压预测值，交流滤波电容电压预测值71接近交流滤波电容电压实际值72，故可证实其准确性。

图8为根据一些实施例说明相元素状态观察器的交流滤波电容电流的波形图。图8中，(a)、(b)图的横轴为时间(秒)，纵轴为电流(安培)。在图8中的(a)图显示相元素的状态观察器31的模拟结果，状态观察器31包含公式(17)、公式(18)、与公式(19)。图8中的(b)图则为(a)图的方框部分的放大图。

在图8中的(b)图，涟波为连续的交流滤波电容电流实际值73，交流滤波电容电流实际值73为实际的物理量。平滑斜线为交流滤波电容电流预测值74，交流滤波电容电流预测值74为状态观察器31所输出的a相滤波电容电流状态变量b相滤波电容电流状态变量及c相滤波电容电流状态变量状态观察器31包含公式(17)、公式(18)、与公式(19)，故交流滤波电容电流预测值74已为平均电流值且无涟波成分，且为电流预测值。状态观察器31不需额外硬件电路或传感器便可预测滤波电容电流，无传感器的状态观察器31使得电路成本下降。针对数字控制系统而言，状态观察器31的计算结果皆为下个取样时间的预测值，可减少取样误差时间，促使整体系统性能提升。

图9为根据一些实施例说明线元素状态观察器的交流滤波电容电压的波形图。在图9中，(a)、(b)图的横轴为时间(秒)，纵轴为电压(伏特)。图9中的(a)图为线元素的状态观察器41的模拟结果，故状态观察器41包含公式(41)、公式(42)、公式(43)。图9中的(b)图则为(a)图的方框部分的放大图。

在图9中的(b)图，下方不规则斜线为连续的交流滤波电容电压实际值76，交流滤波电容电压实际值76为实际的物理量。锯齿波为离散状态的交流滤波电容电压预测值75，锯齿波的形成归因于取样保持(sample and hold)，交流滤波电容电压预测值75为状态观察器41所输出的ab线滤波电容电压状态变量bc线滤波电容电压状态变量及ca线滤波电容电压状态变量交流滤波电容电压预测值75为下一取样时间的电压预测值，交流滤波电容电压预测值75接近交流滤波电容电压实际值76，故可证实其准确性。

图10为根据一些实施例说明线元素状态观察器的交流滤波电容电流的波形图。图10中，(a)、(b)图的横轴为时间(秒)，纵轴为电流(安培)。在图10中的(a)图为为线元素的状态观察器41的模拟结果，状态观察器41包含公式(41)、公式(42)、公式(43)。图10中的(b)图则为(a)图的方框部分的放大图。

在图10中的(b)图，涟波为连续的交流滤波电容电流实际值77，交流滤波电容电流实际值77为实际的物理量。平滑斜线为交流滤波电容电流预测值78，交流滤波电容电流预测值78为状态观察器41所输出的ab线、bc线、及ca线滤波电容电流状态变量状态观察器41包含公式(41)、公式(42)、公式(43)，故交流滤波电容电流预测值78已为平均电流值且无涟波成分，且为电流预测值。线元素的状态观察器41不需额外硬件电路或传感器便可预测滤波电容电流，无传感器的状态观察器41使得电路成本下降。针对数字控制系统而言，状态观察器41的计算结果皆为下个取样时间的预测值，可减少取样误差时间，促使整体系统性能提升。

图11为根据一些实施例说明D-Q轴元素状态观察器的交流滤波电容电压的波形图。在图11中，(a)、(b)图的横轴为时间(秒)，纵轴为电压(伏特)。图11中的(a)图为D-Q轴元素的状态观察器51的模拟结果，状态观察器51包含公式(62)及公式(63)。图11中的(b)图则为(a)图的方框部分的放大图。

在图11中的(b)图，下方不规则斜线为连续的交流滤波电容电压实际值82，交流滤波电容电压实际值82为实际的物理量。锯齿波为离散状态的交流滤波电容电压预测值81，锯齿波的形成归因于取样保持(sample and hold)，交流滤波电容电压预测值81为状态观察器51所输出的Q轴滤波电容电压状态变量以及D轴滤波电容电压状态变量交流滤波电容电压预测值81为下一取样时间的电压预测值，交流滤波电容电压预测值81接近交流滤波电容电压实际值82，故可证实其准确性。

图12为根据一些实施例说明D-Q轴元素状态观察器的交流滤波电容电流的波形图。图12中，(a)、(b)图的横轴为时间(秒)，纵轴为电流(安培)。在图12中的(a)为为D-Q轴元素的状态观察器51的模拟结果，状态观察器51包含公式(62)及公式(63)。图12中的(b)图则为(a)图的方框部分的放大图。

在图12中的(b)图，涟波为连续的交流滤波电容电流实际值83，交流滤波电容电流实际值83为实际的物理量。平滑斜线为交流滤波电容电流预测值84，交流滤波电容电流预测值84为状态观察器51所输出的Q轴滤波电容电流状态变量以及D轴滤波电容电流状态变量状态观察器51包含公式(62)及公式(63)，故交流滤波电容电流预测值84已为平均电流值且无涟波成分，且为电流预测值。D-Q轴元素的状态观察器51不需额外硬件电路或传感器便可预测滤波电容电流，无传感器的状态观察器51使得电路成本下降。针对数字控制系统而言，状态观察器51的计算结果皆为下个取样时间的预测值，可减少取样误差时间，促使整体系统性能提升。

综合上述，本发明提供状态观察器用于三相直交流转换器的滤波电容电流无传感器控制方法与装置，且提供无传感器的状态观察器，状态观察器将适用于相元素、线元素及D-Q轴元素的控制，不需要额外传感器或外部硬件侦测电路来侦测滤波电容电流，仅需要撷取当前的滤波电容电压、直流链电压，便可以藉由无传感器的状态观察器预测下一取样时间的滤波电容电压、滤波电容电流以及扰动电压。特别地，不需要侦测当前滤波电容电流，就可以得到下一取样时间的滤波电容电流的数值，预测的滤波电容电流已为平均电流值且无涟波成分。另外，本发明控制装置与方法可减少取样时间误差，使控制系统性能提升。无传感器的状态观察器使相对电路成本下降。再者，下一取样时间的预测值准确性高且具预测性，且为滤波电容电流控制，系统响应佳。

虽然本发明已以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与修饰，故本发明的保护范围当以权利要求书所界定的范围为准。