阅读说明：本技术 一种新型的无桥集成ac-dc整流电路及整流方法 (Novel bridgeless integrated AC-DC rectifying circuit and rectifying method ) 是由 潘尚智 王明龙 宫金武 查晓明 于 2019-09-16 设计创作，主要内容包括：本发明提出了一种新型的无桥集成AC-DC整流电路及整流方法,包括：单相交流电源,第一电感等。其中,后级DC-DC电路包括但不限于半桥LLC谐振电路,全桥LLC谐振电路,双有源全桥变换电路,双有源半桥变换电路等。本发明拥有两个控制自由度,包括：前级控制：控制对象为第一个桥臂(低频),通过正弦脉宽调制方法,实时调节该桥臂开关管的占空比以实现功率因数校正的功能和PFC输出直流侧电压的调节；后级控制：控制对象为第二个桥臂(高频),通过变频控制或者移相控制,实时调节后级DC-DC电路输出电压；控制方法使得前后级可以分别控制。同时可以实现与后级DC-DC变换电路共享桥臂,从而达到提高效率的目的。(The invention provides a novel bridgeless integrated AC-DC rectifying circuit and a rectifying method, comprising the following steps: single-phase ac power, first inductor, etc. The post-stage DC-DC circuit includes, but is not limited to, a half-bridge LLC resonant circuit, a full-bridge LLC resonant circuit, a dual-active full-bridge conversion circuit, a dual-active half-bridge conversion circuit, and the like. The invention possesses two degrees of freedom of control, including: preceding stage control: the control object is a first bridge arm (low frequency), and the duty ratio of a switch tube of the bridge arm is adjusted in real time by a sine pulse width modulation method so as to realize the function of power factor correction and the adjustment of voltage on the direct current side output by the PFC; and (3) post-stage control: the control object is a second bridge arm (high frequency), and the output voltage of the rear-stage DC-DC circuit is adjusted in real time through frequency conversion control or phase-shift control; the control method enables the front and rear stages to be controlled separately. Meanwhile, the bridge arm can be shared with a post-stage DC-DC conversion circuit, so that the aim of improving the efficiency is fulfilled.)

一种新型的无桥集成AC-DC整流电路及整流方法

技术领域

本发明涉及电力电子变换技术领域，特别涉及一种新型的无桥集成AC-DC整流电路及方法。

背景技术

目前大量的使用桥式不控整流不仅给电网造成了严重的谐波污染，而且交流侧功率因数的偏低也造成了电能的浪费。功率因数校正技术能够实现交流侧电流跟踪交流侧电压，可以提高交流侧的功率因数。

功率因数校正技术必须能够实现高功率因数和低输入电流谐波，以满足IEC61000-3-2谐波标准。因此，传统的电源一般包含两级功率转换结构，Boost升压电路和DC-DC变换电路，其中Boost升压电路用作功率因数校正(PFC)，实现高功率因数和低输入电流谐波，DC-DC变换电路，用于输出所要求的直流电压。两级电路拓扑结构可以使电路实现最佳的性能，例如高功率因数，稳定的PFC输出直流侧电压，以及稳定的DC-DC输出电压。然而两级结构由于具有过多的元器件使得功率消耗较多，效率相对较低，电路控制较为复杂，并且大部分的系统损耗都消耗在整流二极管中。

针对元器件数目过多导致效率降低的问题，主要有两种解决方案，一种是针对第一级功率因数校正电路拓扑结构进行改进，构成无桥PFC结构，以尽可能减少二极管及开关管的数目。目前已有多种无桥PFC电路，例如双Boost型PFC电路，双电感型PFC电路，图腾柱PFC电路等；另一种是将第一级PFC电路与第二级DC-DC电路通过共享一个桥臂进行集成。

有学者将这两种解决方案结合在一起，提出了将图腾柱PFC与后级DC-DC变换电路通过共享一个桥臂进行集成的拓扑结构，虽然可以进一步减少开关器件数量，但是这样会使得电路拓扑只有一个控制自由度，会导致PFC输出直流侧电压不可控，当输入电压增大到一定程度时，PFC输出直流侧电压和开关器件电压应力过高，容易导致器件破坏；并且，由于PFC输出直流侧电压不可控，电压变化太大，会导致后级DC-DC电路的参数不好设计。

针对PFC输出直流侧电压不可控的问题，有学者提出一种解决方案，通过脉冲频率调制与脉冲宽度相结合的方式，来达到控制PFC输出直流侧电压的目的。当PFC输出直流侧电压不超过规定限值时，采用脉冲频率调制；当PFC输出直流侧电压接近或超过规定限值时，采用脉冲频率调制与脉冲宽度调制相结合的方式，通过改变占空比来达到降低PFC输出直流侧电压的目的，然而这样会使输入谐波电流增大，功率因数降低，并且，占空比受输入电压变化制约，会使得后级DC-DC电路工作条件恶化，无法优化设计，整个的电路效率也会受到一定影响。

发明内容

本发明的目的在于克服上述存在的问题，提出1.一种新型的无桥集成AC-DC整流电路及方法，其特征在于，包括：单相交流电源，第一电感，第一开关管，第二开关管，第三开关管，第四开关管，后级DC-DC电路；

所述单相交流电源的一端与第一电感的一端连接；所述单相交流电源的另一端与所述第四开关管的漏极连接；所述第一电感的另一端与所述第一开关管S₁的源极连接；所述第一开关管的漏极与所述第三开关管的漏极连接；所述第一开关管的源极与所述第二开关管的漏极连接；所述第三开关管的源极与所述第二开关管的漏极连接；所述第二开关管的源极与所述第四开关管的源极连接；所述后级DC-DC电路与第三开关管的漏极和第四开关管的源极连接；

后级DC-DC电路采用半桥LLC谐振电路，包括：单相交流电源，第一电感，第一开关管，第二开关管，第三开关管，第四开关管，dc电容，第一电容，第二电容，第一变压器，第一二极管，第二二极管，第三电容和第一负载电阻；

所述单相交流电源的一端与第一电感的一端连接；所述单相交流电源的另一端与所述第四开关管的漏极连接；所述第一电感的另一端与所述第一开关管S₁的源极连接；所述第一开关管的漏极、所述第三开关管的漏极、所述dc电容与所述第一电容的正极连接；所述第一开关管的源极与所述第二开关管的漏极连接；所述第三开关管的源极、所述第二开关管的漏极与所述第一变压器原边的一端连接；所述第一电容的负极、所述第二电容的正极与所述第一变压器原边的另一端连接；所述第二开关管的源极、所述第四开关管的源极、所述dc电容与所述第二电容的负极连接；所述第一变压器副边的一端与第一二极管的阳极连接；所述第一变压器中间端与所述第三电容的负极、第一电阻的一端连接；所述第一变压器副边的第三端与第二二极管的阳极连接；所述第一二极管、所述第二二极管、所述第三电容的正极与所述第一电阻的另一端连接。

2.根据权利要求1所述的一种新型的无桥集成AC-DC整流电路，其特征在于，后级DC-DC电路采用半桥LLC谐振电路，或全桥LLC谐振电路，或双有源全桥变换电路，或双有源半桥变换电路。

其中，所述单相交流电源，用于提供输入交流电源；所述第一电感，用于储存和释放能量；所述第一开关管，用于控制直流电压的输出；所述第二开关管，用于控制直流电压的输出；所述第三开关管，用于控制直流电压的输出；所述第四开关管，用于控制直流电压的输出；所述dc电容，用于滤除输出直流电压纹波；所述第一、第二电容，用于与电感产生谐振；所述第一负载电阻，用于提供直流电压输出；所述第一变压器，用于传递能量至输出侧；所述第一二极管，用于提供电流流通路径；所述第二二极管，用于提供电流流通路径；所述第三电容，用于滤除输出侧直流电压纹波。

一种利用新型的无桥集成AC-DC整流电路进行整流的方法，其特征在于，包括：

前级控制：控制对象为第一个桥臂，第一个桥臂为低频，通过正弦脉宽调制方法，实时调节该桥臂开关管的占空比以实现功率因数校正的功能和PFC输出直流侧电压的调节；

后级控制：控制对象为第二个桥臂，第二个桥臂为高频，通过变频控制或者移相控制，实时调节后级DC-DC电路输出电压；

控制方法使得前后级可以分别控制；同时可以实现与后级DC-DC变换电路共享桥臂，从而达到提高效率的目的；

PFC输出直流侧电压表达式为：

其中，V_dc表示PFC直流侧输出电压；V_i表示交流侧输入电压；D₁表示低频桥臂开关管S₂的占空比；D₂表示高频桥臂开关管S₃的占空比。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明拥有两个控制自由度。第一个桥臂为低频桥臂，通过正弦脉宽调制方法，实时调节该桥臂开关管的占空比以实现功率因数校正的功能和PFC输出直流侧电压的调节；第二个桥臂为高频桥臂，固定占空比，可以与半桥LLC谐振DC-DC电路共享桥臂，实现集成，带来软开关效果，从而达到提高效率的目的。

附图说明

图1是本发明系统电路图。

图2是本发明系统后级接半桥LLC谐振DC-DC电路的典型电路图。

图3：是本发明系统的典型电路稳定工作状态下的开关管S3,S4驱动信号、输入电感电流、谐振电流、励磁电感电流、流经第一二极管、第二二极管电流波形。

图4是本发明系统的典型电路在工作模态1期间的等效电路图。

图5是本发明系统的典型电路在工作模态2期间的等效电路图。

图6是本发明系统的典型电路在工作模态3期间的等效电路图。

图7是本发明系统的典型电路在工作模态4期间的等效电路图。

图8是本发明系统的典型电路在工作模态5期间的等效电路图。

图9是本发明系统的典型电路在工作模态6期间的等效电路图。

具体实施方式

为了便于本领域普通技术人员理解和实施本发明，下面结合附图及实施例对本发明作进一步的详细描述，应当理解，此处所描述的实施示例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

本实施例的电路如图1所示，

单相交流电源v_in，第一电感L₁，第一开关管S₁，第二开关管S₂，第三开关管S₃，第四开关管S₄，dc电容C_dc，第一电容C₁，第一电容C₂，第一变压器T₁，第一二极管D₁，第二二极管D₂，第三电容C₃和第一负载电阻R₁；

所述单相交流电源v_in的一端与第一电感L₁的一端连接；所述单相交流电源v_in的另一端与所述第四开关管S₄的漏极连接；所述第一电感L₁的另一端与所述第一开关管S₁的源极连接；所述第一开关管S₁的漏极、所述第三开关管S₃的漏极、所述dc电容的正极与所述第一电容C₁的正极连接；所述第一开关管S₁的源极与所述第二开关管S₂的漏极连接；所述第三开关管S₃的源极、所述第四开关管S₄的漏极与所述第一变压器T₁原边的一端连接；所述第一电容C₁的负极、所述第二电容C₂的正极与所述第一变压器T₁原边的另一端连接；所述第二开关管S₂的源极、所述第四开关管S₄的源极、所述dc电容的负极与所述第二电容C₂的负极连接；所述第一变压器T₁副边的一端与第一二极管D₁的阳极连接；所述第一变压器T₁中间端与所述第三电容C₃的负极、第一电阻R₁的一端连接；所述第一变压器T₁副边的第三端与第二二极管D₂的阳极连接；所述第一二极管D₁、所述第二二极管D₂、所述第三电容C₃的正极与所述第一电阻R₁的另一端连接。

下面结合图2至图9介绍本发明的具体实施方式为：

设第一电感L₁的电流为i_in，电压为v_L，第一电容C₁的电压为v_C1，第二电容C₂的电压为v_C2，第三电容C₃的电压为v_C3，PFC直流侧输出电压为v_dc，v_dc＝v_C1+v_C2，流经第一二极管D₁的电流为i_D1，流经第一二极管D₂的电流为i_D2，流经第一变压器T₁漏感的电流为i_Lr，流经第一变压器T₁励磁电感的电流为i_m，第一负载电阻R₁电压为v_o。

由于S₁，S₂上下两管工作过程对称，因此只分析S₁上管开通时的6个工作阶段。图4～9是图1所示电路图在S₁上管开通时工作模态等效电路示意图，其中，图4是第一开关管S₁、第三开关管S₃导通，第二开关管S₂、第四开关管S₄关断，第一二极管D₁正向导通，第二二极管D₂反向关断时的等效电路示意图；图5是第一开关管S₁、第三开关管S₃导通，第二开关管S₂、第四开关管S₄关断，第一二极管D₁、第二二极管D₂反向关断时的等效电路示意图；图6是第一开关管S₁导通，第二开关管S₂、第三开关管S₃关断、第四开关管S₄关断，第一二极管D₁、第二二极管D₂反向关断时的等效电路示意图；图7是第一开关管S₁、第四开关管S₄导通，第二开关管S₂、第三开关管S₃关断、第一二极管D₁反向关断、第二二极管D₂正向导通时的等效电路示意图；图8是第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃关断，第四开关管S₄导通，第一二极管D₁、第二二极管D₂反向关断时的等效电路示意图；图9是第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄关断，第一二极管D₁、第二二极管D₂反向关断时的等效电路示意图。

以下将对各模态的工作情况进行具体分析，由于通过调节低频桥臂的占空比可以实现调节直流侧输出电压，因此第一电感L₁的单个开关周期内的平均电流i_Lave是恒定的，各模态分析中将不再列出i_in和v_C1、v_C2、v_C3的变化率表达式，在稳态分析中使用i_Lave代替第一电感L₁的电流值i_in。需指出的是，以下若存在未特别详细说明的过程或参数，均是本领域技术人员可参照现有技术理解或实现的。

如图4所示，为模态1，对应于图3的t₀～t₁时间段：

在t＝t₀时，第一开关管S₁、第三开关管S₃零电压开通，第二开关管S₂、第四开关管S₄关断，输入电流i_in一次经过第一电感L₁、第一开关管S₁、第三开关管S₃，然后回到单相交流电源v_in。此时电感能量增大，电感电流i_in线性上升，电感电流i_in可表示为：

同时，第一电容C₁、第三开关管S₃、第一变压器漏感L_r、第一变压器谐振电感L_m、第二电容C₂构成谐振回路，谐振电流i_Lr比励磁电感电流i_m大，因此流经变压器原边的电流为上正下负，幅值为谐振电流于励磁电流之差，因此，变压器二次侧第一二极管D₁导通。变压器原边电压被钳位在nV_o，励磁电感电流线性增加，励磁电感电流i_Lr可表示为：

在这个阶段，谐振频率为：在t₁时刻，谐振电感电流等于励磁电感电流时，模态1工作模式结束。

如图5所示，为模态2，对应于图3的t₁～t₂时间段：

在t＝t₁时，第一开关管S₁、第三开关管S₃持续开通，输入电感电流i_in持续线性增加，直到在t＝t₂时刻到达最大值。另外，在t₁时刻，谐振电感电流i_Lr等于励磁电感电流i_m时，第一二极管零电流关断。在这一模态下，第一电容C₁、第三开关管S₃、第一变压器漏感L_r、第一变压器谐振电感L_m、第二电容C₂构成谐振回路，谐振频率为：在这一模态下，因为谐振电流等于励磁电感电流，因此变压器二次侧第一二极管、第二二极管都反向关断，所以没有能量传递至副边。在t＝t₂时，第三开关管S₃关断，模态2结束。

如图6所示，为模态3，对应于图3的t₂～t₃时间段：

在这一模态下，对应于开关信号的死区时间，此时第三开关管S₃、第四开关管S₄关断，输入电感电流i_in线性减小，此模态下相关的电气参数关系式为：

由于第三开关管S₃、第四开关管S₄寄生电容的存在，因此励磁电流向这些寄生电容放电，从而实现了第四开关管S₄的零电压开通。当t＝t₃时，第四开关管S₄开通。

如图7所示，为模态4，对应于图3的t₃～t₄时间段：

在t＝t₃时，第四开关管S₄漏源极电压将为零，因此，第四开关管S₄零电压开通。在这一模态下，输入电感电流i_in继续线性减小；因为第四开关管S₄导通，所以谐振回路的输入电压为零。在这一模态下，谐振电流大于励磁电感电流，根据变压器的极性关系，变压器副边第二二极管D₂正向导通，变压器原边电压被钳位在-nV_o，励磁电感电流i_m线性减小，励磁电感电流可表示为：

在t＝t₄时，谐振电流等于励磁电感电流，模态4结束。

如图8所示，为模态5，对应于图3的t₄～t₅时间段：

第四开关管S₄保持开通状态，在t＝t₄时，谐振电流等于励磁电感电流，第二二极管D₂零电流关断，在t＝t₅时，第四开关管S₄关断，模态5结束，

如图9所示，为模态6，对应于图3的t₅～t₆时间段：

在这一模态下，所有的原边开关管和副边二极管全部处于关断状态，这一阶段和模态3相同，由于第三开关管S₃、第四开关管S₄寄生电容的存在，因此励磁电流向这些寄生电容放电，从而实现了第三开关管的零电压开通。当t＝t₆时，第三开关管S₃开通。

第二开关管开通时6个工作阶段与此相似，在此不再赘述。

根据以上各模态的分析，对第一电感L₁运用伏秒平衡原则分析稳态情况下系统各参数之间的关系，以下大写字符表示的变量均为相应变量的稳态值。设第一开关管S₁开通的时间为(1-D₁)T_s1，第二开关管S₂开通的时间为D₁T_s1，第三开关管S₃开通的时间为D₂T_s2，第四开关管S₄开通的时间为(1-D₂)T_s2，其中D₁为第一开关管S₁的占空比，(1-D₁)为第二开关管S₂的占空比，D₂为第三开关管S₃的占空比，(1-D₄)为第四开关管S₄的占空比。T_s1，T_s2为开关周期，并且T_s1大于T_s2。针对第一电感L₁运用伏秒平衡原则得：

整理(5)式可得：

上述实施例是本发明系统的典型电路，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，通过改变本发明系统后级DC-DC电路(包括但不限于半桥LLC谐振电路，全桥LLC谐振电路，双有源全桥变换电路，双有源半桥变换电路等)而形成的典型电路，都包含在本发明的保护范围之内。

上述实施例是本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所做的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

应当理解的是，上述针对较佳实施例的描述较为详细，并不能因此而认为是对本发明专利保护范围的限制，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明权利要求所保护的范围情况下，还可以做出替换或变形，均落入本发明的保护范围之内，本发明的请求保护范围应以所附权利要求为准。