阅读说明：本技术 一种基于氮化镓器件的光伏逆变器及其控制方法 (Photovoltaic inverter based on gallium nitride device and control method thereof ) 是由 李先允 朱晶 王书征 于 2019-10-09 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种基于氮化镓器件的光伏逆变器及其控制方法,包括用于将光伏电池产生的低压直流电转变为高压直流电的第一级变换器,以及用于将所述高压直流电转换成正弦波的第二级变换器；包括一个防反二极管、低压直流滤波电容、低压全桥逆变电路、谐振电路、高频变压器、倍压整流电路、高压直流滤波电容、高压全桥逆变电路和输出滤波器；整机的各个部分经优化设计后具有高电压增益、低损耗、高功率密度的优点。(The invention discloses a photovoltaic inverter based on a gallium nitride device and a control method thereof, wherein the photovoltaic inverter comprises a first-stage converter and a second-stage converter, wherein the first-stage converter is used for converting low-voltage direct current generated by a photovoltaic cell into high-voltage direct current; the high-voltage direct current power supply comprises an anti-reverse diode, a low-voltage direct current filter capacitor, a low-voltage full-bridge inverter circuit, a resonant circuit, a high-frequency transformer, a voltage-multiplying rectifying circuit, a high-voltage direct current filter capacitor, a high-voltage full-bridge inverter circuit and an output filter; after optimized design, each part of the whole machine has the advantages of high voltage gain, low loss and high power density.)

一种基于氮化镓器件的光伏逆变器及其控制方法

技术领域

本发明涉及光伏发电技术领域，具体涉及一种基于氮化镓器件的光伏逆变器及其控制方法。

背景技术

光伏发电技术是一种将光能转化为电能的新能源技术。光伏逆变器将光伏电池板输出的直流电转换为交流电，并将电能送入交流电网。按照容量大小，光伏逆变器可分成集中式光伏逆变器、组串式光伏逆变器、微型光伏逆变器等。其中微型逆变器因其在最大功率跟踪效率、灵活性、可靠性等方面的优势而备受关注。研究开发高效率、高功率密度的微型并网光伏逆变器具有巨大的市场价值和良好的发展前景。由于提高电路工作频率使得技术人员可以在电力电子变换器中使用体积更小的电感、变压器等元件，从而减小整机体积、提高功率密度；因而采用更快速的半导体开关器件成为趋势。

微型光伏逆变器目前主要采用硅基半导体器件，然而硅基半导体器件性能逐渐逼近硅材料的理论极限，更新换代的速度不断减慢，难以进一步提高逆变器的性能。如何提供一种逆变器，以提高整机的性能、并优化电路拓扑、提高效率及降低成本。

光伏逆变器的基本要求是长时间稳定并网运行，一般要求微型光伏逆变器的寿命达到20～25年。而主回路中的电解电容是所有电力电子变流器寿命的瓶颈，长寿命设计必须减少或避免电解电容的使用，因此需要研究和开发无电解电容的功率变换技术。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于氮化镓器件的光伏逆变器及其控制方法，以解决现有技术中导致的上述多项缺陷或缺陷之一。

为达到上述目的，本发明是采用下述技术方案实现的：

一种基于氮化镓器件的光伏逆变器，包括用于将光伏电池产生的低压直流电转变为高压直流电的第一级变换器，以及用于将所述高压直流电转换成正弦波的第二级变换器；

所述第一级变换器包括低压直流滤波电容C₁、低压全桥逆变电路、谐振电路、高频变压器T₁和倍压整流电路，所述低压直流滤波电容C₁连接在光伏电池的两端；所述低压全桥逆变电路的直流侧与所述低压直流滤波电容相连，其交流侧与谐振电路及高频变压器T₁的原边绕组相连，所述高频变压器T₁的副边绕组合和所述倍压整流电路的输入端相连；

所述第二级变换器包括高压滤波电容C₄和高压全桥逆变电路，所述倍压整流电路的输出端与高压直流滤波电容C₄以及高压全桥逆变电路的直流侧相连，所述高压全桥逆变电路的交流侧与电网相连。

进一步地，还包括防反二极管，所述防反二极管的阳极与光伏电池的正极端相连接，其阴极以及光伏电池的负极端分别连接至低压直流滤波电容C₁的两端。

进一步地，所述谐振电路包括谐振电容C_r和谐振电感L_r。

进一步地，所述全桥逆变电路的交流侧与所述电网之间还连接有输出滤波器。

进一步地，所述高频变压器T₁为升压变压器。

进一步地，所述低压全桥逆变电路包括四个氮化镓开关。

进一步地，所述高压滤波电容C₄为薄膜电容。

进一步地，所述全桥逆变电路包括低频桥臂和高频桥臂，所述低频桥臂包括两个硅开关，所述高频桥臂包括两个氮化镓开关。

本发明还提供了一种基于氮化镓器件的光伏逆变器的控制方法，所述方法包括：

根据采集的当前周期高压直流母线电压瞬时值，获取下一周期高压直流母线电压的预测值；

根据下一周期高压直流母线预测值，获取第一级变换器下一周期的电压增益比K；

获取第一级变换器的等效负载电阻R；

根据所述下一周期的电压增益比K和等效负载电阻R，获取第一级变换器下一周期的开关频率f₁；

根据所述开关频率f₁，获取低压全桥逆变电路的开关的驱动信号。

进一步地，所述方法还包括：

获取低压直流母线电压瞬时值的参考值U_dcref；

根据所述参考值U_dcref，获取光伏逆变器输出电流的参考值的幅值I_acref；

根据电网电压瞬时值u_ac，获取电网电压的相位因子sinθ；

根据所述电网电压的相位因子sinθ及光伏逆变器输出电流的参考值的幅值I_acref，获取光伏逆变器输出电流的参考值i_acref；

根据所述输出电流的参考值i_acref，获取光伏逆变器输出电压的调制比d；

根据所述调制比d，获取高压全桥逆变电路其中两个开关的驱动信号；

根据电网电压瞬时值u_ac，获取高压全桥逆变电路另外两个开关的驱动信号。

根据上述技术方案，本发明的实施例至少具有以下效果：

1.本发明将通常用于降压电路的LLC谐振软开关电路设计为升压模式，并与倍压整流电路结合，达到进一步提高升压比的效果，特别适合微型光伏逆变器中光伏电池端电压低而并网逆变需要高直流母线电压的应用场合；同时由于采用新型氮化镓开关器件，使电路能够工作于高频，加之LLC谐振实现了零电压开通(ZVS)，使得电路响应快，电压、电流的纹波减小，所以电感、电容、变压器等电路主要元件的体积都能够减小，从而大幅提高功率密度、减小损耗。

2.本发明在全桥逆变电路两个桥臂分别使用工频控制的硅开关和高频调制的氮化镓开关，充分发挥两种开关器件的优势，既满足并网电流波形质量要求，又尽可能地降低了损耗和成本。

3.本发明提出的采用功率前馈和电压反馈控制的功率解耦控制方法，通过引入功率前馈预测高压直流母线电压的波动，依据LLC谐振软开关电路的原理，调整工作频率以控制第一级DC-DC变换器的电压增益K随交流功率波动；由于第一级DC-DC变换器的输出电压主动适应了高压直流母线上由功率波动引起的电压波动，因而低压直流母线电压能够保持基本稳定。其结果是，一方面由于低压直流母线的电压纹波小，有利于光伏电池保持最大发电功率，同时减少低压滤波电容C₁的容量；另一方面，该控制方法允许高压直流母线以较大幅度波动，不需要采用容量较大但是寿命较短的高压电解电容对电压纹波进行控制，因而可以使用小容量的高可靠性的薄膜电容，从而大幅延长整机寿命。

附图说明

图1为本发明

具体实施方式

逆变器的电路结构图；

图2为本发明具体实施方式逆变器各处功率及电压波动分析示意图；

图3为本发明具体实施方式中第一级DC-DC电路控制方法的流程图；

图4为本发明具体实施方式中第二级DC-AC电路控制方法的框图；

图5为本发明具体实施方式中采用的扰动观察法的流程图；

图6为本发明具体实施方式中K-F_x关系曲线的示意图。

具体实施方式

为使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体实施方式，进一步阐述本发明。

一种采用氮化镓器件构成的高效率、高功率密度、高可靠性的两级式软开关微型光伏逆变器；本发明利用氮化镓器件开关速度快的优点，优化设计了工作于高开关频率的第一级软开关DC-DC变换器，以减小体积、提高整机的效率。在第二级DC-AC变换器，采用低频桥臂和高频桥臂混合的单相全桥逆变电路，其中低频桥臂采用常规的硅基半导体开关器件，而高频桥臂采用氮化镓开关器件，在满足性能指标的同时降低了成本；最终实现从光伏电池板到单相交流电网的高效功率变换。

如图1所示，本发明提供的一种基于氮化镓器件的光伏逆变器，包括一个防反二极管、低压直流滤波电容C₁、低压全桥逆变电路、谐振电路、高频变压器T₁、倍压整流电路、高压直流滤波电容C₄、高压全桥逆变电路和输出滤波器；防反二极管的阳极与光伏电池的正极端子连接，而其阴极以及光伏电池的负极端子分别连接至低压直流滤波电容C₁的两端；低压全桥逆变电路的四个开关采用氮化镓开关Q₁～Q₄，其直流侧与低压直流滤波电容C₁相连，其交流侧与谐振电路及高频变压器T₁的原边绕组相连；谐振电路包括谐振电容C_r和谐振电感L_r；高频变压器T₁的副边绕组的两个端子分别连接至倍压整流电路的两个整流二极管D₁、D₂之间以及两个电容C₂、C₃之间；倍压整流电路的输出端与高压直流滤波电容C₄以及高压全桥逆变电路的直流侧相连；输出滤波器包括电感L_f、电容C_f，电感L_f串联在高压全桥逆变电路的交流侧与电网之间，而电容C_f并联在单相电网的两个端子上。

本发明的光伏逆变器中的第一级软开关DC-DC变换器由低压直流滤波电容C₁、低压全桥逆变电路、谐振电路、高频变压器T₁和倍压整流电路构成。将光伏电池输出的低压直流电转变为高压直流电，并且使得整机的输入、输出实现电气隔离。低压全桥逆变电路的电压、电流应力较小，采用低压氮化镓开关，且Q₁、Q₄与Q₂、Q₃分为两组，分别施加两路相位相反、有适当死区时间的高频方波控制信号；通过谐振电路实现Q₁～Q₄的零电压开通(ZVS)，有效地降低开关损耗。通过磁集成技术，用高频变压器T₁的原边漏感代替谐振电感L_r，减小整机体积；高频变压器T₁的原、副边匝数比为1:n，由于倍压整流电路可以使整流后的直流电压升高一倍，因而变压器T₁的副边匝数可以适当减少，有利于使用体积更小的变压器磁芯。

本发明的光伏逆变器中的第二级软开关DC-AC变换器由高压直流滤波电容C₄、高压全桥逆变电路和输出滤波器构成。将第一级软开关DC-DC变换器输出的高压直流电，经过SPWM调制控制变为正弦波输出到单相交流电网。由于高压直流母线的电流较小，所需要的电容容量较小，因此高压直流滤波电容C₄采用小容量的薄膜电容，再结合适当的控制技术，就可以吸收单相逆变导致的二倍频功率波动，阻止这种波动传递到第一级DC-DC变换器的低压直流母线，从而避免在低压侧采用大容量的电解电容(通常数千到数万uF)，有效地提高整机寿命。高压全桥逆变电路采用耐压较高的开关，其中左侧桥臂的两个开关Q₅、Q₆为硅开关，采用工频控制，达到降低逆变电路开关损耗的效果，而右侧桥臂的两个开关Q₇、Q₈为GaN开关，采用高频调制，可以提高等效开关频率，从而能够减小输出滤波器的体积。

具体的，常见微型光伏逆变器所接的光伏电池的端电压约为30～45V，因此低压直流电容C₁的端电压很低，低压全桥逆变电路的四个开关可以采用100V的氮化镓MOSFET开关，且Q₁、Q₄与Q₂、Q₃分为两组，分别施加两路相位相反、死区时间0.1～0.2微秒的高频方波控制信号，控制信号频率可达1MHz以上，远高于硅开关的开关频率；通过谐振电路实现Q₁～Q₄的零电压开通(ZVS)，有效地降低开关损耗；通过磁集成技术，用高频变压器T₁的原边漏感代替谐振电感L_r，减小整机体积。

若微型光伏逆变器所接单相电网额定电压为220V，则高压直流母线电压需要达到320～380V。由于单相逆变导致高压直流电压波动大，高压直流滤波电容C₄可以选取耐压650V的高压薄膜电容。高压全桥逆变电路采用耐压600V或650V的开关，其中左侧桥臂的两个开关Q₅、Q₆为硅材料MOSFET开关，采用工频控制，达到降低逆变电路开关损耗的效果，而右侧桥臂的两个开关Q₇、Q₈为氮化镓材料MOSFET开关，采用载波频率数千赫兹的高频SPWM调制，可以提高等效开关频率，从而能够减小输出滤波器的体积。

由于低压侧与高压侧的直流电压差距大，高频变压器T₁被设计为升压变压器，原、副边匝数比为1:n。进一步优化的，在变压器输出端使用能使电压升高一倍的倍压整流电路，于是变压器T₁的副边匝数可以适当减少，有利于使用体积更小的变压器磁芯。高频变压器T₁还起到了实现整机的输入/输出电气隔离的作用。

当功率一定时，由于高压直流母线的电流较小，所需要的电容容量较小，因此高压直流滤波电容C₄采用小容量的薄膜电容，再结合本发明的采用功率前馈和电压反馈控制的功率解耦控制方法，就可以在高压侧吸收单相逆变导致的二倍频功率波动，阻止这种波动传递到低压直流母线，从而避免在低压侧采用大容量的电解电容(通常数千到数万uF)，有效地提高整机寿命。

本发明还公开了一种基于氮化镓器件的光伏逆变器的控制方法，采用功率前馈和电压反馈控制的功率解耦控制方法，包括生成第一级DC-DC电路中低压全桥逆变电路的开关的驱动信号；以及生成第二级DC-AC电路中高压全桥逆变电路的开关的驱动信号。

第一级DC-DC电路控制算法流程如图3所示，具有如下步骤：

步骤1：采集电网电压瞬时值u_ac和光伏逆变器输出电流瞬时值i_ac，计算光伏逆变器输出交流瞬时功率p_ac＝u_ac×i_ac。采集低压直流母线电压瞬时值u_dc1和光伏电池输出电流瞬时值i_dc1，以10ms为周期分别计算两者的平均值U_dc1和I_dc1，计算光伏电池输出功率P_pv＝U_dc1×I_dc1。采集高压直流母线电压瞬时值u_dc2，根据如下公式计算u_dc2在下一个开关周期的变化量Δu_dc2，其中T₀为第一级DC-DC变换器的当前开关周期：

将所得u_dc2与Δu_dc2相加得到下一个开关周期高压直流母线电压的预测值u′_dc2＝u_dc2+Δu_dc2，然后根据如下公式计算下一个开关周期第一级DC-DC变换器的电压增益比K：

其中，n为高频变压器变比。

步骤2：采集高压全桥逆变电路直流侧的输入电流瞬时值i_dc2，以10ms为周期分别计算步骤1所得u_dc2与i_dc2的平均值U_dc2和I_dc2，根据如下公式计算第一级DC-DC变换器的等效负载电阻R：

令品质因数电感比值参数LLC谐振频率标准化开关频率其中L_r为LLC的谐振电感，C_r为LLC的谐振电容，L_m为高频变压器T₁的原边励磁电感，f₁为待求的第一级DC-DC变换器的下一周期的开关频率。根据LLC软开关谐振变换器的原理，将有如下公式：

图6是一个K-F_x关系曲线的例子。根据离线计算的K-F_x关系曲线，查表求得满足如下条件的F_x的解：

再根据F_x与f₁的关系式，求得f₁＝F_x×f_r，作为低压全桥逆变电路下一周期的开关频率；而下一周期的t₁＝1/f₁。

步骤3：将步骤2所得开关频率经压频转换得到占空比50％的方波信号，取反后加入合适的死区时间，作为Q₁、Q₄与Q₂、Q₃两组开关的驱动信号。

第二级DC-AC电路控制具有如下步骤：

步骤1：根据低压直流母线电压瞬时值u_dc1和光伏电池输出电流瞬时值i_dc1，以100ms为周期，采用扰动观察法作为光伏电池最大功率跟踪的算法计算u_dc1的参考值U_dcref。算法框图如图5所示。

步骤2：计算步骤1所得参考值U_dcref与瞬时值u_dc1的误差，使用比例积分控制器(PI)，得到光伏逆变器输出电流的参考值的幅值I_acref；由第一级DC-DC电路控制步骤1所得电网电压瞬时值u_ac，经锁相环模块得到电网电压的相位因子sinθ，进而得到输出电流的参考值i_acref＝I_acref×sinθ；计算输出电流的参考值i_acref与第一级DC-DC电路控制步骤1所得瞬时值i_ac的误差，使用比例控制器(P)，得到光伏逆变器输出电压的调制比d；调制比d与幅值为1的工频方波相减，所得结果与高频三角载波进行SPWM调制，得到高压全桥逆变电路右侧桥臂的两个开关Q₇、Q₈的开关信号，而左侧桥臂的两个开关Q₅、Q₆的开关信号为占空比50％的工频方波。算法框图如图4所示。

由技术常识可知，本发明可以通过其它的不脱离其精神实质或必要特征的实施方案来实现。因此，上述公开的实施方案，就各方面而言，都只是举例说明，并不是仅有的。所有在本发明范围内或在等同于本发明的范围内的改变均被本发明包含。