具体实施方式

请参照图式，其中相同的组件符号代表相同的组件，本发明的原理是以实施在一适当的运算环境中来举例说明。以下的说明是基于所例示的本发明具体实施例，其不应被视为限制本发明未在此详述的其它具体实施例。

参阅图1，本发明实施例提供的基于差分振荡器的介电常数测量装置100中，该介电常数测量装置100包括用于输出两路差分振荡信号的差分振荡器11、分别与所述差分振荡器11的两个输出端连接的检测支路12和参考支路13、混频器14以及电压测量机构15。

其中，所述检测支路12包括依次串联的第一隔直电容121、第一移相单元122和用于放置待测样本的第一敏感元件123，一路所述差分振荡信号依次经过所述第一隔直电容121、第一移相单元122和第一敏感元件123后传输至所述混频器14的一个输入端。所述参考支路13包括依次串联的第二隔直电容131、第二移相单元132和空载的第二敏感元件133，另一路所述差分振荡信号依次经过所述第二隔直电容131、第二移相单元132和第二敏感元件133后传输至所述混频器14的另一个输入端。所述第一敏感元件123和所述第二敏感元件133结构相同，即第一敏感元件123和第二敏感元件133为完全对称的敏感元件。所述电压测量机构15与所述混频器14的输出端连接，用于检测所述混频器14的输出电压值，进而实现所述待测样本的介电常数测量。

由此，通过本实施方式的测量装置100，最终只需一个能够测量电压值的电压检测机构15即可实现介电常数的测量，因此，只需要万用表或者电压计等小型设备即可实现电压检测机构15的功能，相比于传统的采用VNA或者频谱分析仪的方式，本发明的测量装置100更容易实现小型化和便携性；此外，本方案通过差分振荡器11实现差分振荡信号输出，相比于单端输出的方式，更有利于抑制因环境等因素造成的共模干扰，并且检测支路12和参考支路13为两条结构对称的支路，对抑制共模干扰也起到一定的作用。

进一步地，所述差分振荡器11包括差分滤波器111、第一晶体管112以及第二晶体管113。所述差分滤波器111的两个输入端分别与所述第一晶体管112和第二晶体管113的输入端连接，所述差分滤波器111的两个输出端作为所述差分振荡器11的两个输出端，分别与所述第一晶体管112和所述第二晶体管113的输出端连接，并且所述差分滤波器111的两个输出端还分别与所述第一隔直电容121和第二隔直电容131连接。由此，通过利用差分滤波器111与两个晶体管112、113构成差分振荡器11，从而利用差分滤波器111通过差模信号、滤除共模信号的特点，实现差分输出，能够很好的抑制了环境因素造成的共模干扰。

其中，可以通过仿真优化起振条件，当满足起振条件时，差分滤波器111输出两路差分振荡信号。具体地，差分滤波器11的两个输入端分别为1端口和2端口，两个输出端分别为3端口和4端口，差分滤波器111的混合模式S参数可表示为：

其中，S11表示1端口的反射系数，S13表示3端口到1端口的传输系数，S13表示1端 口到3端口的传输系数，S21表示1端口到2端口的传输系数，S23表示3端口到2端口的传输系 数，S41表示1端口到4端口的传输系数，S43表示3端口到4端口的传输系数，S12表示2端口到 1端口的传输系数，S22表示2端口的反射系数，Sdd11表示差模反射系数，Sdd21表示差模传 输系数，Scc11表示共模反射系数，Scc11表示共模传输系数。将混合模式S参数的文件 带入ADS软件进行仿真设计，通过设计微带线长度，使其满足差分振荡器11的起振条件，从 而使得差分振荡器起振，进而产生两路差分振荡信号。

本发明实施例中，所述差分振荡器11输出的两路差分振荡信号的幅度相同、相位 相差，所述第一移相单元122用于对经过其（指第一移相单元122）的差分振荡信号移 相，所述第二移相单元132用于对经过其（指第二移相单元132）的差分振荡信号移相，以使得所述差分振荡器11输出的两路差分振荡信号在分别经过所述第一移相单元 122和所述第二移相单元123后相位差变为。

其中，第一移相单元122可以采用低通移相网络实现，第二移相单元132可以采用高通移相网络实现。具体地，如图3所示，所述第一移相单元122包括第一电容C1、第二电容C2以及第一电感L1。所述第一电容C1的一端与所述第一隔直电容121连接，所述第一电容C1的另一端和所述第二电容C2的一端、第一电感L1的一端连接，所述第二电容C2的另一端和所述第一敏感元件123的输入端连接，所述第一电感L1的另一端接地。如图4所示，所述第二移相单元132包括第二电感L2、第三电感L3以及第三电容C3。所述第二电感L2的一端与所述第二隔直电容131连接，所述第二电感L2的另一端和所述第三电感L3的一端、所述第三电容C3的一端连接，所述第三电感L3的另一端和所述第二敏感元件133的输入端连接，所述第三电容C3的另一端接地。

通过上述方式，本发明实施例通过采用上述LC网络构成的移相单元，相比于微带线的方式，本发明有利于减少测量装置的面积。其中，可以根据移相值φ1计算第一移相单元122中的电容和电感的取值，根据移相值φ2计算第二移相单元132中的电容和电感的取值。以第一移相单元122为例，其ABCD矩阵可表示为：

其中，表示电容C1和电容C2的阻抗，电容C1和电容C2大小相同，表示电感 L1的阻抗。将ABCD矩阵转化为S参数可得：

S21相位可表示为：

由此，通过上述公式，可以根据移相值计算电容C1、C2和电感L1的大小。如图5 所示，在工作频率下，两路差分振荡信号在分别通过第一移相单元122和第二移 相单元132后，相位差变为了，即图中m2的位置点的相位差。

本发明实施例中，所述第一敏感元件123和所述第二敏感元件133均采用微带线实现，当然也可以采用其他传感器件实现。电压检测机构15可以是万用表，以下以万用表为例说明本发明实施例的测量装置的测量原理。

第一敏感元件123和第二敏感元件133为完全对称的敏感元件，在测量时候，第二敏感元件133保持空载，在第一敏感元件123上放置待测样本后，第一敏感元件123的相位会产生一定的延迟，延迟量由介电常数的实部决定，之后通过混频器14对第一敏感元件123和第二敏感元件133输出的信号的相位差进行提取。

第一敏感元件123、第二敏感元件133、万用表15构成了一个零中频接收机的结构，当第一敏感元件123和第二敏感元件133都为空载的时候，根据理想混频器公式可知，输出直流电压可表示为：

其中为混频器的转换增益，、分别对应第一敏感元件123和第二敏 感元件133的信号幅度。当第一敏感元件123上加载待测样本后，第一敏感元件123输出的信 号产生的移相值，混频器14输出的直流电压可表示为：

当时候，混频器14输出的直流电压值与移相值一一对应， 如图6所示，图6为混频器输出的直流电压值随两路差分振荡信号的相位差的变化而变化的 仿真曲线，也可以看作是输出电压值随移相值的变化而变化的仿真曲线，其中横坐标为 两路差分振荡信号的相位差，纵坐标为混频器输出的直流电压值。通过使用万用表15检测 出混频器14的输出直流电压值，代入上述直流电压的公式，从而可计算得到对应的移相值，从而根据移相值反推得到介电常数的实部，由此实现对介电常数的测量功能。

以上对本发明实施例所提供的一种基于差分振荡器的介电常数测量装置进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。