一种隔离型集成化三端口双向dcdc变换器

文档序号：1689287 发布日期：2020-01-03 浏览：5次 >En<

阅读说明：本技术 一种隔离型集成化三端口双向dcdc变换器 (Isolated integrated three-port bidirectional DCDC converter ) 是由马皓高祎韩于 2019-09-09 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种隔离型集成化三端口双向DCDC变换器,包括集成化变压器T和I端口、II端口、III端口；所述的集成化变压器T,包括一个集成化变压器T的磁芯、一个I端口侧绕组Np1、两个II端口侧绕组NP21和NP22、一个III端口侧绕组NP3；所述的集成化变压器T的磁芯,包括三个磁柱,分别为第一磁柱、中柱、第二磁柱；所述的I端口侧绕组Np1和II端口侧绕组NP21均绕制在第一磁柱和第二磁柱上,所述的II端口侧绕组NP22和III端口侧绕组NP3均绕制在中柱上。该隔离型集成化三端口双向DCDC变换器可以实现三个端口的能量的双向传输,且任意两个端口传输能量时,第三个端口可以实现带载和空载运行。同时,该拓扑通过磁集成的方式,使得变压器数量仅为一个,有利于高效率和高功率密度的实现。(The invention discloses an isolated integrated three-port bidirectional DCDC converter, which comprises an integrated transformer T, an integrated transformer I port, an integrated transformer II port and an integrated transformer III port; the integrated transformer T comprises a magnetic core of the integrated transformer T and an I port side winding N p1 Two II port side windings N P21 And N P22 A III port side winding N P3 (ii) a The magnetic core of the integrated transformer T comprises three magnetic columns, namely a first magnetic column, a middle column and a second magnetic column; the I port side winding N p1 And II port side winding N P21 Are wound on the first magnetic pole and the second magnetic pole, and the end opening side winding N of the II port P22 And III Port side winding N P3 Are wound on the central column. The isolated integrated three-port bidirectional DCDC converter can realize bidirectional transmission of energy of three ports, and when any two ports transmit energy, the third port can realize on-load and no-load operation. Meanwhile, the topology is in a magnetic integration mode, so that the number of the transformers is only one, and high efficiency is facilitatedAnd the realization of high power density.)

一种隔离型集成化三端口双向DCDC变换器

技术领域

本发明涉及电力电子变换器技术领域，具体涉及一种隔离型集成化三端口双向DCDC变换器。

背景技术

随着环境污染和能源匮乏问题的日益加重，清洁能源的使用越来越受到人们的重视，很多国家开始大力发展和推进新能源汽车的使用。为了提升新能源汽车充电的便携性，很多汽车制造商对电源企业提出了车载充电机以及车内低压大电流DCDC变换器的要求。为了进一步减少车内电源变换器的体积，实现整体功率密度的增加，需要一种能将车载充电机同车内低压大电流DCDC变换器进行集成的电力电子变换器。

基于传统有源桥式变换器，国内外学者提出了一系列的改进措施来实现三端口双向输入输出的要求。如公开号为CN103904905A的专利说明书公开的三端口双向DC/DC变换器，取电流型全桥单元或电流型半桥单元与三绕组变压器的一个端口相连，取电压型全桥单元、电压型半桥单元、升压型半桥单元以及串联谐振型全桥单元中的任意两个相同或不同的电压型基本拓扑单元分别与三绕组变压器的另外两个绕组端口相连，构成基于移相控制的三端口双向DC/DC变换器。该方案将多种有源桥式拓扑进行组合，实现了三个端口能量的双向流动，但由于开关损耗过大，该变换器不适合高压小电流转低压大电流的工作模式。

公开号为CN103208925A的专利说明书公开的一种隔离型DC-DC变换器拓扑电路，包括控制器、太阳能阵输入端、母线输出端、蓄电池端、与蓄电池端连接的电池端口模块以及在太阳能阵输入端和母线输出端之间依次连接的一次侧输入模块、变压器模块和母线负载输出端口模块；一次侧输入模块包括分别半桥连接于太阳能阵输入端正负极之间的第一、第二MOS管和第一、第二电容，第一MOS管和第二MOS管各自的栅极分别与控制器连接，第一MOS管和第二MOS管的中间点与第一电容和第二电容的中间点之间接有第一电感；变压器模块还包括电连接的第三、第四电感；母线输出端口模块接于第四电感的两端之间，电池端口模块接于第三电感的两端之间。该变换器通过结合半波整流和反激电路将两端口电路拓展为三端口电路，但其不具三个端口能量均能双向流动的功能。

在实现三端口能量双向传输的功能的前提下，为保证较高的整体工作效率，现有的有源桥式变换器的改进措施均存在一定的局限性，因此急需一种新的改进拓扑来实现高效率下三端口能量的双向传输。

发明内容

针对如上所述，基于双有源桥式拓扑和移相全桥的拓扑结构，本发明提供了一种隔离型集成化三端口双向DCDC变换器，可以实现高效率下三端口能量的双向传输。

一种隔离型集成化三端口双向DCDC变换器，包括集成化变压器T和I端口、II端口、III端口；

所述的集成化变压器T，包括一个集成化变压器T的磁芯、一个I端口侧绕组N_p1、两个II端口侧绕组N_P21和N_P22、一个III端口侧绕组N_P3；所述的集成化变压器T的磁芯，包括三个磁柱，分别为第一磁柱、中柱、第二磁柱；所述的I端口侧绕组N_p1和II端口侧绕组N_P21均绕制在第一磁柱和第二磁柱上，所述的II端口侧绕组N_P22和III端口侧绕组N_P3均绕制在中柱上；

所述的Ⅰ端口侧绕组N_p1和Ⅱ端口侧绕组N_P21在第一磁柱和第二磁柱上的线圈的绕制方式，从集成化变压器T的顶端或低端观察时，绕组N_p1和绕组N_P21在第一磁柱和第二磁柱上的线圈的匝数完全相同，绕制方向相反；

所述的I端口，包括一个第一输入/输出端V₁、一个第一谐振电容C_r1、一个第一谐振电感L_r1、一个第一输入/输出端逆变/整流网络1；所述的第一输入/输出端逆变/整流网络1为全桥电路结构或半桥电路结构；

所述的II端口，包括一个第二输入/输出端V₂、一个第二输入/输出电容C₂、一个第二谐振电容C_r2、一个第二输入/输出端三半桥逆变/整流网络2；所述的第二输入/输出端三半桥逆变/整流网络2包含三个开关桥臂对，每个开关桥臂对包含两个开关管，上管的源极同下管的漏极相连；

其中，II端口侧绕组N_P21的同名端(2端子)与第二输入/输出端三半桥逆变/整流网络2的第一输出端(c端子)相连，II端口侧绕组N_P21的异名端(2'端子)与第二谐振电容C_r2的一端以及II端口侧绕组N_P22的同名端(2'端子)相连，第二谐振电容C_r2的另一端与第二输入/输出端三半桥逆变/整流网络2的第二输出端(d端子)相连，II端口侧绕组N_P22的异名端(2″端子)与第二输入/输出端三半桥逆变/整流网络2的第三输出端(e端子)相连，第二输入/输出端三半桥逆变/整流网络2的各上管的漏极与第二输入/输出电容C₂的正极以及第二输入/输出端V₂的正极相连，第二输入/输出端三半桥逆变/整流网络2的各下管的源极与第二输入/输出电容C₂的负极以及第二输入/输出端V₂的负极相连。

所述的III端口，包括一个第三输入/输出端V₃、一个第三输入/输出电容C₃、一个第三谐振电容C_r3、一个第二谐振电感L_r2、一个第一输出电感L_o、一个第三输入/输出端逆变/整流网络3；所述的第三输入/输出端逆变/整流网络3为移相全桥电路输出侧结构或倍流电路输出侧结构。

优选的，所述的集成化变压器T，I端口侧绕组N_p1和II端口侧绕组N_P21的匝数均为偶数，在第一磁柱和第二磁柱上绕制方向相反；II端口侧绕组N_P22和III端口侧绕组N_P3在中柱上绕制方向相同。

进一步优选，所述的集成化变压器T，I端口侧绕组N_p1和II端口侧绕组N_P21在第一磁柱和第二磁柱上的线圈的顺时针绕制方式，I端口侧绕组N_p1自第一磁柱顶端向底端顺时针绕制n₁匝后自第二磁柱底端向顶端顺时针绕制n₁匝，II端口侧绕组N_P21自第一磁柱顶端向下顺时针绕制n₂匝后自第二磁柱底端向上顺时针绕制n₂匝。

I端口侧绕组N_p1和II端口侧绕组N_P21在第一磁柱和第二磁柱上的线圈的逆时针绕制方式，I端口侧绕组N_p1自第一磁柱顶端向底端逆时针绕制n₁匝后自第二磁柱底端向顶端逆时针绕制n₁匝，II端口侧绕组N_P21自第一磁柱顶端向下逆时针绕制n₂匝后自第二磁柱底端向上逆时针绕制n₂匝。

所述优选绕制方式的特点是，当I端口同II端口传递能量时，III端口侧绕组N_P3无感应电势产生，当II端口同III端口传递能量时，I端口侧绕组N_p1无感应电势产生。

所述的I端口的第一输入/输出端逆变/整流网络1为全桥电路结构或半桥电路结构；当I端口电压较低，整体传输功率等级较低时，可采用全桥电路；当I端口电压较高，整体传输功率等级较低时，可采用半桥电路。

优选的，所述的第一输入/输出端逆变/整流网络1的全桥电路结构，包含两个开关桥臂对和一个第一输入/输出电容，每个开关桥臂对包含两个开关管，上管的源极同下管的漏极相连，两个开关桥臂对的桥臂中点分别和第一谐振电容C_r1的一端以及第一谐振电感L_r1的一端相连，第一谐振电容C_r1的另一端与I端口侧绕组N_p1的同名端(1端子)相连，第一谐振电感L_r1的另一端与I端口侧绕组N_p1的异名端(1'端子)相连，两个开关桥臂对的上管的漏极与第一输入/输出端V₁的正极和第一输入/输出电容的正极相连，两个开关桥臂对的下管的源极与第一输入/输出端V₁的负极和第一输入/输出电容的负极相连。

优选的，所述的第一输入/输出端逆变/整流网络1的半桥电路结构，包含一个开关桥臂对和一个电容桥臂对，开关桥臂对包含两个开关管，上管的源极同下管的漏极相连，电容桥臂对包含两个电容相串联，开关桥臂对的桥臂中点和第一谐振电容C_r1的一端相连，电容桥臂对的桥臂中点和第一谐振电感L_r1的一端相连，第一谐振电容C_r1的另一端与I端口侧绕组N_p1的同名端(1端子)相连，第一谐振电感L_r1的另一端与I端口侧绕组N_p1的异名端(1'端子)相连，开关桥臂对的上管的漏极同电容桥臂对的顶端以及第一输入/输出端V₁的正极相连，开关桥臂对的下管的源极同电容桥臂对的底端以及第一输入/输出端V₁的负极相连。

所述的III端口的第三输入/输出端逆变/整流网络3为移相全桥电路输出侧结构或倍流电路输出侧结构；当III端口电压较低，整体传输功率等级较高时，可采用倍流电路输出侧结构；当III端口电压较高，整体传输功率等级较高时，可采用移相全桥电路输出侧结构。

优选的，所述的第三输入/输出端逆变/整流网络3的移相全桥电路输出侧结构，包含两个开关桥臂对，每个开关桥臂对包含两个开关管，上管的源极同下管的漏极相连，两个开关桥臂对的桥臂中点分别和第三谐振电容C_r3的一端以及第二谐振电感L_r2的一端相连，第三谐振电容C_r3的另一端与III端口侧绕组N_P3的异名端(3'端子)相连，第二谐振电感L_r2的另一端与III端口侧绕组N_P3的同名端(3端子)相连，两个开关桥臂对的上管的漏极均同第一输出电感L_o的一端相连，第一输出电感L_o的另一端与第三输入/输出端V₃的正极和第三输入/输出电容C₃的正极相连，两个开关桥臂对的下管的源极均同第三输入/输出端V₃的负极与第三输入/输出电容C₃的负极相连；

所述的第三输入/输出端逆变/整流网络3的倍流电路输出侧结构，包含一个开关桥臂对，一个滤波电感，开关桥臂对包含两个开关管，上管的源极同下管的源极相连，开关桥臂对的桥臂中点同第三输入/输出端V₃的负极与第三输入/输出电容C₃的负极相连，开关桥臂对的上管的漏极同第一输出电感的L_o的一端以及第二谐振电感L_r2的一端相连，第一输出电感L_o的另一端与第三输入/输出端V₃的正极和第三输入/输出电容C₃的正极相连，第二谐振电感L_r2的另一端与III端口侧绕组N_P3的同名端(3端子)相连，开关桥臂对的下管的漏极同滤波电感的一端以及第三谐振电容C_r3的一端相连，滤波电感的另一端同第三输入/输出端V₃的正极与第三输入/输出电容C₃的正极相连，第三谐振电容C_r3的另一端与III端口侧绕组N_P3的异名端(3'端子)相连。

所述的隔离型集成化三端口双向DCDC变换器，当I端口与II端口进行能量传输，或II端口向III端口进行能量传输时，采用变频控制、移相控制或者变频控制同移相控制相结合的控制策略；III端口向II端口进行能量传输时，采用调节开关管驱动占空比的控制策略。

所述的变频控制具体表现为改变变换器开关频率对传输功率进行控制；移相控制表现为，各桥臂上下管均以半个开关周期作为导通时间互补导通，调节变换器各开关桥臂的桥臂中点输出的相位，实现对传输功率的控制；调节开关管驱动占空比的控制策略表现为，第三输入/输出端逆变/整流网络3的各桥臂的上管驱动信号的中点超前/滞后下管驱动信号的中点半个开关周期，调节第三输入/输出端逆变/整流网络3的各开关管的驱动占空比，实现对传输功率的控制。

所述的隔离型集成化三端口双向DCDC变换器的工作频率需要高于工作频率的调节下限f_min，f_min的表达式为：

其中，L_r1为第一谐振电感，C_r1为第一谐振电容，C_r2为第二谐振电容，K₁为集成化变压器T的I端口侧绕组N_p1和II端口绕组N_P21之间的匝比。

优选的，在移相控制下，隔离型集成化三端口双向DCDC变换器工作频率为下限频率f_min的1.1～2倍。

优选的，所述的第一谐振电感L_r1可用集成化变压器T的漏感代替。

优选的，所述的第二谐振电感L_r2可用集成化变压器T的漏感代替。

本发明与现有技术相比，主要优点包括：

(1)当任意两个端口进行能量传输时，第三个端口可实现带载或空载工作。

(2)任意两端口能量传输时均存在磁隔离，且通过磁集成的方式，变压器数量仅为一个。

(3)与非集成化拓扑比较，开关管数量减少。

(4)控制自由度多，可以应对负载的宽范围变化。

附图说明

图1为实施例的隔离型集成化三端口双向DCDC变换器的示意图。

图2为实施例的隔离型集成化三端口双向DCDC变换器，当如图1所标注的I端口作为输入端口，II和III端口均作为输出端口时的工作波形示意图。

图3为实施例的隔离型集成化三端口双向DCDC变换器，当如图1所标注的III端口作为输入端口，II端口作为输出端，I端口空载时的工作波形示意图。

图4为实施例的隔离型集成化三端口双向DCDC变换器的集成化变压器T的剖面绕线示意图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例，进一步阐述本发明。应理解，这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。下列实施例中未注明具体条件的实验方法，通常按照常规条件，或按照制造厂商所建议的条件。

如图1所示，本实施例的隔离型集成化三端口双向DCDC变换器，包括三个输入/输出端V₁、V₂、V₃，两个输入/输出滤波电容C₂、C₃，一个第一输入/输出端逆变/整流网络1，一个第二输入/输出端三半桥逆变/整流网络2，一个第三输入/输出端逆变/整流网络3，两个谐振电感L_r1和L_r2，三个谐振电容C_r1、C_r2、C_r3，一个集成化变压器T，一个输出电感L_o。

第一输入/输出端逆变/整流网络1包括一个输入/输出电容C₁，四个开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄，其中，开关管Q₁和Q₃的源极分别与Q₂和Q₄的漏极相连，组成两个开关桥臂对，Q₁和Q₂之间设第一输出端(a端子)，Q₃和Q₄之间设第二输出端(b端子)。

第一输入/输出端V₁的正极与第一输入/输出端逆变/整流网络1的输入/输出电容C₁的正极以及两个开关桥臂对的上管Q₁和Q₃的漏极相连，第一输入/输出端V₁的负极与第一输入/输出端逆变/整流网络1的输入/输出电容C₁的负极以及两个开关桥臂对的下管Q₂和Q₄的源极相连，第一输入/输出端逆变/整流网络1第一输出端(a端子)与第一谐振电容C_r1的一端相连，第一谐振电容C_r1的另一端与集成化变压器T的I端口侧绕组N_P1的同名端(1端子)相连，集成化变压器T的I端口侧绕组N_P1的异名端(1'端子)与第一谐振电感L_r1的一端相连，第一谐振电感L_r1的另一端与第一输入/输出端逆变/整流网络1的第二输出端(b端子)相连。

第二输入/输出端三半桥逆变/整流网络2包括六个开关管Q₅～Q₁₀，其中，开关管Q₅、Q₇和Q₉的源极分别与Q₆、Q₈和Q₁₀的漏极相连，组成三个开关桥臂对，Q₅和Q₆之间设第一输出端(c端子)，Q₇和Q₈之间设第二输出端(d端子)，Q₉和Q₁₀之间设第三输出端(e端子)；集成化变压器T的II端口侧绕组N_P21的同名端(2端子)与第二输入/输出端三半桥逆变/整流网络2的第一输出端(c端子)相连。

集成化变压器T的II端口侧绕组N_P21的的异名端(2'端子)与第二谐振电容C_r2的一端以及集成化变压器T的II端口侧绕组N_P22的同名端(2'端子)相连，第二谐振电容C_r2的另一端与第二输入/输出端三半桥逆变/整流网络2的第二输出端(d端子)相连。

集成化变压器T的II端口侧绕组N_P22的异名端(2″端子)与第二输入/输出端三半桥逆变/整流网络2的第三输出端(e端子)相连，第二输入/输出端三半桥逆变/整流网络2的上管Q₅、Q₇和Q₉的漏极与第二输入/输出电容C₂的正极以及第二输入/输出端V₂的正极相连，第二输入/输出端三半桥逆变/整流网络2的下管Q₆、Q₈和Q₁₀的源极与第二输入/输出电容C₂的负极以及第二输入/输出端V₂的负极相连。

第三输入/输出端逆变/整流网络3包括四个开关管Q₁₁、Q₁₂、Q₁₃、Q₁₄，其中，开关管Q₁₁和Q₁₃的源极分别与Q₁₂和Q₁₄的漏极相连，组成两个开关桥臂对，Q₁₁和Q₁₂之间设第一输出端(f端子)，Q₁₃和Q₁₄之间设第二输出端(g端子)。

集成化变压器T的III端口侧绕组N_P3的同名端(3端子)与第二谐振电感L_r2的一端相连，第二谐振电感L_r2的另一端与第三输入/输出端逆变/整流网络3的第一输出端(f端子)相连。

集成化变压器T的III端口侧绕组N_P3的异名端(3'端子)与第三谐振电容C_r3的一端相连，第三谐振电容C_r3的另一端与第三输入/输出端逆变/整流网络3的第二输出端(g端子)相连，第三输入/输出端逆变/整流网络3的上管Q₁₁和Q₁₃的漏极与第一输出电感L_o的一端相连，第三输入/输出端逆变/整流网络3的下管Q₁₂和Q₁₄的源极与第三输入/输出电容C₃的负极和第三输入/输出端V₃的负极相连，第三输入/输出电容C₃的正极与第一输出电感L_o的另一端以及第三输入/输出端V₃的正极相连。

绕组N_P1和绕组N_P21均绕制在集成化变压器T的第一磁柱和第二磁柱上，绕组N_P22和绕组N_P3均绕制在集成化变压器T的中柱上。

绕组N_P1的匝数为2n₁匝，绕组N_P21的匝数为2n₂匝，绕组N_P22匝数为n₂₂匝，绕组N_P3匝数为n₃匝。绕组N_p1自第一磁柱顶端向底端顺时针绕制n₁匝后自第二磁柱底端向顶端顺时针绕制n₁匝，绕组N_P21自第一磁柱顶端向下顺时针绕制n₂匝后自第二磁柱底端向上顺时针绕制n₂匝，绕组N_p22自中柱顶端向底端顺时针绕制n₂₂匝，绕组N_P3自中柱顶端向底端顺时针绕制n₃匝。

根据图1所示拓扑图，定义九种工作模式：

模式一：I端口作为能量输入端口，II和III端口均作为能量输出端口；

模式二：I端口作为能量输入端口，II端口作为能量输出端口，III端口空载运行；

模式三：II端口作为能量输入端口，I和III端口均作为能量输出端口；

模式四：II端口作为能量输入端口，I端口作为能量输出端口，III端口空载运行；

模式五：II端口作为能量输入端口，III端口作为能量输出端口，I端口空载运行；

模式六：III端口作为能量输入端口，I和II端口均作为能量输出端口；

模式七：III端口作为能量输入端口，II端口作为能量输出端口，I端口空载运行；

模式八：I端口作为能量输入端口，III端口作为能量输出端口，II端口空载运行，此时工作状态为模式一与模式五结合，即I端口输入能量与III端口消耗能量相同；

模式九：III端口作为能量输入端口，I端口作为能量输出端口，II端口空载运行，此时工作状态为模式四与模式六结合，即III端口输入能量与I端口消耗能量相同；

图2为上述隔离型集成化三端口双向DCDC变换器当处于工作模式一时工作波形示意图。图2给出了此时各个开关管的驱动波形，I端口逆变/整流网络输出端电压波形v_ab，II端口半桥C和半桥D所构成的全桥结构的输出电压波形v_cd，II端口半桥D和半桥E所构成的全桥结构的输出电压波形v_de，I端口逆变/整流网络的谐振腔电流i_Lr1和III端口逆变/整流网络的谐振腔电流i_Lr2的波形。

定义v_ab和v_cd的基波之间的相角差为外移相角

该移相角与π之比为时域等效移相角

D_y1、D_y2、D_y3分别为v_ab、v_cd、v_de的占空比。由于开关频率高于串联谐振频率，此时谐振腔输入阻抗呈感性，因此可以实现I端口和II端口的零电压开通。III端口在该工况下采用同步整流技术，可以实现零电流关断。

图3为实施例的隔离型集成化三端口双向DCDC变换器当处于工作模式七的工作波形示意图。图3给出了此时II和III端口的开关管驱动波形，III端口逆变/整流网络输出端电压波形v_fg，II端口谐振电容C_r2的电流波形i_Cr2，定义D_y4为Q₁₁～Q₁₄的占空比。此时的II端口开关管在无驱动的情况下可视作二极管。

当隔离型集成化三端口双向DCDC变换器处于工作模式二或工作模式四时，II端口的输出功率P₁₂为：