一种集成车载dc/dc转换器的车载双向充电机电路
阅读说明：本技术 一种集成车载dc/dc转换器的车载双向充电机电路 (Vehicle-mounted bidirectional charger circuit integrated with vehicle-mounted DC/DC converter ) 是由 肖泽福 范自立 周强 于 2019-10-24 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种集成车载DC/DC转换器的车载双向充电机电路,包括整流模块、DC/DC转换模块、车载DC/DC模块和控制电路,控制电路包括控制模块和电子开关；整流模块和DC/DC转换模块通过直流母线连接,DC/DC转换模块通过电子开关外接动力电池组,车载DC/DC模块的输入端接DC/DC转换模块与电子开关的连接端；整流模块、DC/DC转换模块和车载DC/DC模块的控制端分别接控制模块；在正向电池充电模式下,整流模块作为全桥PWM整流电路进行工作,DC/DC转换模块作为全桥LLC整流电路进行工作；在反向交流电输出模式下,DC/DC转换模块作为全桥LC整流电路进行工作,整流模块作为全桥逆变电路进行工作。本发明的车载双向充电机电路当车载OBC出现故障时,车载DC/DC模块仍然能够正常工作。(The invention discloses a vehicle-mounted bidirectional charger circuit integrated with a vehicle-mounted DC/DC converter, which comprises a rectification module, a DC/DC conversion module, a vehicle-mounted DC/DC module and a control circuit, wherein the control circuit comprises a control module and an electronic switch; the rectification module is connected with the DC/DC conversion module through a direct current bus, the DC/DC conversion module is externally connected with a power battery pack through an electronic switch, and the input end of the vehicle-mounted DC/DC module is connected with the connecting end of the DC/DC conversion module and the electronic switch; the control ends of the rectification module, the DC/DC conversion module and the vehicle-mounted DC/DC module are respectively connected with the control module; in a forward battery charging mode, the rectifying module works as a full-bridge PWM rectifying circuit, and the DC/DC conversion module works as a full-bridge LLC rectifying circuit; in the reverse alternating current output mode, the DC/DC conversion module works as a full-bridge LC rectification circuit, and the rectification module works as a full-bridge inverter circuit. When the vehicle-mounted OBC fails, the vehicle-mounted DC/DC module can still work normally.)
[技术领域]
本发明涉及电动汽车的车载双向充电机，尤其涉及一种集成车载DC/DC转换器的车载双向充电机电路。
[背景技术]
近年来，随着电动汽车行业的蓬勃发展，车载电子设备呈小型化、集成化、高密度化的趋势。特别是车载充电机及车载DC/DC,作为电动汽车电能转换的核心部件，迫切需求小型化，集成化，高密度化。
申请号为CN201710559537.5的发明公开了一种新型的集成DC/DC转换器的车载充电机主电路及其控制环路，将DC/DC转换器与车载OBC做电气集成，并且能实现车载OBC双向传能；另外在蓄电池侧采用同步整流+PWM脉宽调制发波的控制策略，更大限度提高DC/DC功能模块效率；并使整机体积大幅度减小、成本明显降低、功率密度显著提高、可靠性进一步提升。
申请号为CN201710559537.5的发明，车载DC/DC模块输入的电能来源于车载OBC变压器的第二副边绕组。当车载OBC有故障时，车载DC/DC模块无法工作。
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发明内容
]本发明要解决的技术问题是提供一种当车载OBC出现故障时，车载DC/DC模块能够正常工作的集成车载DC/DC转换器的车载双向充电机电路。
为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是，一种集成车载DC/DC转换器的车载双向充电机电路，包括整流模块、DC/DC转换模块、车载DC/DC模块和控制电路，控制电路包括控制模块和电子开关；整流模块和DC/DC转换模块通过直流母线连接，整流模块外接交流电，DC/DC转换模块通过电子开关外接动力电池组，车载DC/DC模块的输入端接DC/DC转换模块与电子开关的连接端，车载DC/DC模块的输出端外接启动蓄电池；整流模块的控制端、DC/DC转换模块的控制端和车载DC/DC模块的控制端分别接控制模块；在正向电池充电模式下，整流模块作为全桥PWM整流电路进行工作，DC/DC转换模块作为全桥LLC整流电路进行工作；在反向交流电输出模式下，DC/DC转换模块作为全桥LC整流电路进行工作，整流模块作为全桥逆变电路进行工作。
以上所述的车载双向充电机电路，整流模块包括交流滤波电容、第一电感、第一母线电容和桥式连接的4个开关管，第一半桥的两个开关管采用MOS管，第二半桥的两个开关管采用IGBT管；当整流模块作为全桥PWM整流电路进行工作时，第一电感作为升压电感；当整流模块作为全桥逆变电路进行工作时，第一电感作为交流滤波电感。
以上所述的车载双向充电机电路，当整流模块作为全桥PWM整流电路进行工作时，第二半桥两个开关管的控制信号为滞后臂发波波形，开关频率在40HZ～60HZ，波形互补，开关频率跟随输入交流电；第一半桥两个开关管的控制信号为超前臂发波波形，开关频率为固定的高频开关频率，通过调整第一半桥两个开关管的占空比，获得稳定的直流母线电压；直流母线电压设定值减去瞬时直流母线电压值，产生的差值进入电压环PI调节，电压环PI调节得到的数值乘于输入电压瞬时值得到数据，再减去输入电流瞬时值得到差值进入电流环PI调节，得到PWM值去第一半桥两个开关管的占空比。
以上所述的车载双向充电机电路，当整流模块作为全桥逆变电路进行工作时，第二半桥两个开关管的控制信号为滞后臂发波波形，固定发波频率定为50HZ，波形互补；第一半桥两个开关管的控制信号为超前臂发波波形，开关频率为固定的高频开关频率，第一半桥两个开关管的占空比从零逐渐增加到最大值，再从最大值逐渐减少到零，从而获得50HZ的正弦波；输出设定的电压值减去瞬时输出电压值产生的差值进入电压环PI调节，得到PWM值去调节第一半桥两个开关管的占空比占空比。
以上所述的车载双向充电机电路，DC/DC转换模块包括第一变压器、原边电路和副边电路，原边电路包括第二母线电容、谐振电容、谐振电感和桥式连接的4个原边开关管，副边电路包括直流滤波电容和桥式连接的4个副边开关管；原边桥式电路两个半桥的中点接谐振电容、谐振电感与第一变压器原边绕组的串联电路，副边桥式电路两个半桥的中点接第一变压器的副边绕组。
以上所述的车载双向充电机电路，原边开关管和副边开关管控制信号的占空比均为50％；在正向电池充电模式下，通过调整原边开关管和副边开关管的开关频率,来调节DC/DC转换模块输出的电池充电电压；在反向交流电输出模式下，通过调整原边开关管和副边开关管的开关频率,来调节DC/DC转换模块输出的直流母线电压；在两种模式下，直流母线电压都跟随与DC/DC转换模块连接的动力电池组的电压进行调整。
以上所述的车载双向充电机电路，在正向电池充电模式下，DC/DC转换模块设定的输出电压值减去DC/DC转换模块输出电压的瞬时值，其差值进入电压环PI调节，得到第一差值；DC/DC转换模块设定的输出电流值减去DC/DC转换模块输出的电流瞬时值，其差值进入电流环PI调节，得到第二差值。将第一差值与第二差值相比较，取较小值去调节原边开关管和副边开关管的开关频率，以调整DC/DC转换模块的输出电压；在反向交流电输出模式下，DC/DC转换模块设定的母线电压值减去DC/DC转换模块输出的母线电压瞬时值，其差值进入电压环PI调节，得到的值乘以整流模块输出的交流电压，再减去输入电流瞬时值，得到的差值进入电流环PI调节，将得到PWM值去调节整流模块全桥PWM整流电路第一半桥的两个开关管的占空比。
以上所述的车载双向充电机电路，车载DC/DC模块包括第二变压器、第二全桥逆变电路和全波整流电路，第二全桥逆变电路的输入端接接DC/DC转换模块与电子开关的连接端，输出端接第二变压器的原边绕组，全波整流电路的输入端接第二变压器的副边绕组，输出端通过滤波电路外接车载蓄电池；第二全桥逆变电的开关管的控制端和全波整流电路开关管的控制端分别接控制模块。
以上所述的车载双向充电机电路，第二全桥逆变电路半桥上的两个开关管的控制波形互补，全波整流电路两个开关管的控制波形互补；车载DC/DC模块6个开关管的占空比均为50％，开关频率相同；第二全桥逆变电路第二半桥的两个开关管相对于第二半桥的两个开关管分别进行移相，以调整车载DC/DC模块输出的直流电压；第二全桥逆变电路第一对角上的两个开关管控制信号的电平相或得到全波整流电路第一开关管的发波波形，第二全桥逆变电路第二对角上的两个开关管控制信号的电平相或得到全波整流电路第二开关管的发波波形。
以上所述的车载双向充电机电路，车载DC/DC模块设定的输出电压值减去车载DC/DC模块输出电压的瞬时值，其差值进入电压环PI调节，得到第三差值；车载DC/DC模块设定的输出电流值减去车载DC/DC模块输出的电流瞬时值，其差值进入电流环PI调节，得到第四差值。将第四差值与第三差值相比较，取较小值去调节第二全桥逆变电路4个开关管和全波整流电路两个开关管的有效占空比，以调整车载DC/DC模块的输出电压。
本发明的车载双向充电机电路车载DC/DC模块输入的电能来源自DC/DC转换模块的输出或动力电池组，当车载OBC出现故障时，车载DC/DC模块仍然能够正常工作。
[附图说明]
下面结合附图和
具体实施方式
对本发明作进一步详细的说明。
图1是本发明实施例车载双向充电机电路的原理框图。
图2是本发明实施例整流模块拓扑图。
图3是本发明实施例整流模块正向电池充电模式下的波形图。
图4是本发明实施例整流模块正向电池充电模式下的环路控制原理图。
图5是本发明实施例DC/DC转换模块拓扑图。
图6是本发明实施例DC/DC转换模块正向电池充电模式下的波形图。
图7是本发明实施例DC/DC转换模块正向电池充电模式下的环路控制原理图。
图8是本发明实施例车载DC/DC模块的拓扑图。
图9是本发明实施例车载DC/DC模块的波形图。
图10是本发明实施例车载DC/DC模块的环路控制原理图。
图11是本发明实施例控制模块的拓扑图。
图12是本发明实施例DC/DC转换模块反向交流电输出模式下的波形图。
图13是本发明实施例DC/DC转换模块反向交流电输出模式下的环路控制原理图。
图14是本发明实施例整流模块反向交流电输出模式下的波形图
图15是本发明实施例整流模块反向交流电输出模式下环路控制原理图。
[具体实施方式]
本发明实施例集成车载DC/DC转换器的车载双向充电机电路的结构如图1所示，包括车载双向充电机电路、车载DC/DC模块和控制电路。车载双向充电机电路包括整流模块和DC/DC转换模块，控制电路包括控制模块和电子开关。整流模块和DC/DC转换模块通过直流母线连接，整流模块外接交流电。DC/DC转换模块通过电子开关外接动力电池组，车载DC/DC模块的输入端接DC/DC转换模块与电子开关的连接端，车载DC/DC模块的输出端外接启动蓄电池；整流模块的控制端、DC/DC转换模块的控制端和车载DC/DC模块的控制端分别接控制模块。车载双向充电机电路的有两个工作模式，包括模式一的正向电池充电模式和模式二的反向交流电输出模式。在正向电池充电模式下，整流模块作为全桥PWM整流电路进行工作，DC/DC转换模块作为全桥LLC整流电路进行工作；在反向交流电输出模式下，DC/DC转换模块作为全桥LC整流电路进行工作，整流模块作为全桥逆变电路进行工作。
在正向电池充电模式下，整流模块作为全桥PWM整流电路进行工作，DC/DC转换模块作为全桥LLC整流电路进行工作；在反向交流电输出模式下，DC/DC转换模块作为全桥LC整流电路进行工作，整流模块作为全桥逆变电路进行工作。
如图2、图5和图8所示，在正向电池充电模式下，交流电Vin输入后通过由滤波电容C1,升压电感L1,MOS管Q1、Q2,IGBT管Q3、Q4,母线电解电容C2组成的一个全桥PWM整流电路,达到370Vdc～470Vdc母线电压Vbus后，通过母线电解电容C3，原边MOS管Q5、Q6、Q7、Q8,谐振电容C4,谐振电感L1,主变压器T1-A，副边MOS管Q9、Q10、Q11、Q12,滤波电容C6构成一个带同步全桥LLC电路,整流后得到250Vdc～450Vdc的电压Vout，通过闭合继电器RLY1,得到250Vdc～450Vdc充电电压VCHAGE对动力电池组充电。
250Vdc～450Vdc的电压Vout同时作为车载DC/DC模块的母线电压，车载DC/DC模块的原边4个MOS管Q13,Q14,Q15,Q16进行全桥移相，副边MOS管Q17,Q18全波整流，以及滤波电感L6,滤波电容C9后,得到14V直流电对蓄电池及负载充电。
在反向交流电输出模式下，250Vdc～450Vdc动力电池组电压VCHAGE闭合继电器RLY1,得到电压Vout后，输出的一部分通过输入电容C6，原边MOS管Q9、Q10、Q11、Q12,主变压器T2-A，副边MOS管Q5、Q6、Q7、Q8,谐振电容C4,谐振电感L1,主变压器T2-A，母线电解电容C3构成一个全桥LC电路，达到300Vdc～470Vdc母线电压Vbus后，通过母线电解电容C2，MOS管Q1、Q2,IGBT管Q3、Q4,滤波电容C1,滤波电感L1构成一个全桥逆变电路，实现250Vdc～450Vdc全范围内都能实现稳定的220Vac交流电输出。输出的另一部分作为车载DC/DC母线电压，原边4个MOS管Q13,Q14,Q15,Q16进行全桥移相，副边MOS管Q17,Q18全波整流，以及滤波电感L6,滤波电容C9后,得到14V直流电对蓄电池及负载充电。
如图1、图3、图6、图9、图11和图12所示，在正反两种模式下，车载DC/DC转换器和车载双向充电机共用控制板，控制板的MCU发出的PWM1A、PWM1B、PWM2A、PWM2B、PWM3A、PWM3B、PWM4A、PWM4B、PWM5A、PWM5B、PWM6A、PWM6B、PWM7A、PWM7B、PWM8A、PWM8B、PWM9A、PWM9B经过各自的隔离电路分别驱动Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10、Q11、Q12、Q13、Q14、Q15、Q16、Q17、Q18 MOS管。
如图2所示，在正向电池充电模式下，交流电Vin输入后通过由滤波电容C1,升压电感L1,MOS管Q1、Q2,IGBT管Q3、Q4,母线电解电容C2组成的一个全桥PWM整流电路,达到370Vdc～470Vdc母线电压Vbus。在反向交流电输出模式下，母线电压Vbus通过电解电容C2，MOS管Q1、Q2,IGBT管Q3、Q4,滤波电容C1,滤波电感L1构成一个全桥逆变电路，实现250Vdc～450Vdc全范围内都能实现稳定的220Vac交流电输出。
如图3所示，Vin为交流电输入波形，PWM2A、PWM2B为滞后臂Q3、Q4发波波形，开关频率在40HZ～60HZ，波形互补，永远跟随输入交流电，然而PWM1A、PWM1B为超前臂Q1、Q2发波波形，开关频率为固定高频开关频率，通过调整PWM1A、PWM1B占空比，获得稳定的母线电压Vbus，且功率因数渐近1。
如图4所示，Vref1为母线电压设定的电压值,Vbus为瞬时母线电压值，IS1为输入电流瞬时值，Vin输入电压瞬时值。Vref1减去Vbus产生误差值进入电压环PI调节，得到的值乘于Vin得到数据，再减去IS1生误差值进入电流环PI调节，得到PWM值去调节PWM1A,PWM1B占空比,从而得到稳定的直流母线电压Vbus。
如图5所示，在正向模式下，母线电压Vbus通过母线电解电容C3，原边MOS管Q5、Q6、Q7、Q8,谐振电容C4,谐振电感L1,主变压器T1-A，副边MOS管Q9、Q10、Q11、Q12,滤波电容C6构成一个带同步全桥LLC电路,整流后电压Vout一部分闭合继电器RLY1,得到250Vdc～450VdcVCHAGE电压对动力电池组充电。
在反向交流电输出模式下，250Vdc～450Vdc动力电池组电压VCHAGE通过闭合继电器RLY1,得到电压Vout后，一部分通过输入电容C6，原边MOS管Q9、Q10、Q11、Q12,主变压器T2-A，副边MOS管Q5、Q6、Q7、Q8,谐振电容C4,谐振电感L1,主变压器T2-A，母线电解电容C3构成一个全桥LC整流电路，达到300Vdc～470Vdc母线电压Vbus。
如图6所示，PWM3A、PWM3B、PWM4A、PWM4B、PWM5A、PWM5B、PWM6A、PWM6B为八个MOS管Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10、Q11、Q12发波波形，且PWM3A与PWM3B，PWM4A与PWM4B，PWM5A与PWM5B，PWM6A与PWM6B两两波形都是互补，所有占空比都是固定占空比50％，通过调整八个MOS管开关频率调整输出电压VOUT。
如图7所示，Vref1为设定的输出电压值,Iref2为设定的输出电流值,VOUT为瞬时输出电压值，IS2输出电流瞬时值。Vref2减去VOUT产生误差值进入电压环PI调节，得到COMP1值。Iref2减去IS2产生误差值进入电流环PI调节，得到COMP2值。COMP1值跟COMP2值相比较，取较小值去调节PWM3A、PWM3B、PWM4A、PWM4B、PWM5A、PWM5B、PWM6A、PWM6B开关频率调整输出电压VOUT。
如图8所示，电压VOUT作为车载DC/DC模块的母线电压，原边4个MOS管Q13,Q14,Q15,Q16组成的全桥逆变电路进行全桥移相，副边MOS管Q17,Q18全波整流，经滤波电感L6,滤波电容C9滤波后,得到14V直流电对蓄电池及负载充电。
如图9所示，PWM7A、PWM7B、PWM8A、PWM8B、PWM9A、PWM9B为六个MOS管Q13、Q14、Q15、Q16、Q17、Q18发波波形，且PWM7A与PWM7B，PWM8A与PWM8B，PWM9A与PWM9B两两波形都是互补，六个MOS管占空比均为50％，开关频率均一样，PWM8A与PWM8B相对PWM7A与PWM7B分别进行移相,来调整输出直流电压DC14V。PWM7A和PWM8B电平相或得到PWM9B发波波形，PWM7B和PWM8A电平相或得到PWM9A发波波形。
如图10所示，Vref3为车载DC/DC模块设定的输出电压值,Iref3为车载DC/DC模块设定的输出电流值,DC14V为车载DC/DC模块输出的瞬值电压，IS3为车载DC/DC模块输出的瞬时电流。Vref3减去DC14V产生误差值进入电压环PI调节，得到COMP3值。Iref3减去IS3产生误差值进入电流环PI调节，得到COMP4值。COMP3值跟COMP4值相比较，取较小值PWM8去调节PWM7A、PWM7B、PWM8A、PWM8B、PWM9A、PWM9B的有效占空比。
如图11所示，在正反模式下共用控制板，控制板的MCU发出的PWM1A、PWM1B、PWM2A、PWM2B、PWM3A、PWM3B、PWM4A、PWM4B、PWM5A、PWM5B、PWM6A、PWM6B、PWM7A、PWM7B、PWM8A、PWM8B、PWM9A、PWM9B经过各自的隔离电路分别驱动Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10、Q11、Q12、Q13、Q14、Q15、Q16、Q17、Q18共18个MOS管。
如图12所示，PWM3A、PWM3B、PWM4A、PWM4B、PWM5A、PWM5B、PWM6A、PWM6B为八个MOS管Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10、Q11、Q12发波波形，且PWM3A与PWM3B，PWM4A与PWM4B，PWM5A与PWM5B，PWM6A与PWM6B两两波形都是互补，所有占空比都是固定占空比50％，通过调整八个MOS管开关频率调整输出电压Vbus。
如图13所示，Vref1为母线电压设定的电压值,Vbus为瞬时母线电压值，IS1输入电流瞬时值，Vin输入电压瞬时值。Vref1减去Vbus产生误差值进入电压环PI调节，得到的值乘以Vin得到数据，再减去IS1生误差值进入电流环PI调节，得到PWM值去调节PWM1A,PWM1B占空比,从而得到稳定的直流母线电压Vbus。
如图14所示，Vin为交流电输输出波形，PWM2A、PWM2B为滞后臂Q3、Q4发波波形，固定发波频率定为50HZ，波形互补，然而PWM1A、PWM1B为超前臂Q1、Q2发波波形，开关频率为固定高频开关频率，通过调整PWM1A、PWM1B占空比从零逐渐增加到最大值，再从最大值逐渐减少到零，从而获得50HZ正弦波。
如图15所示，ref4为输出设定的电压值,Vin为瞬时输出电压值，IS1为输出电流瞬时值，Vin输输出电压瞬时值。Vref4减去Vin产生误差值进入电压环PI调节，得到PWM9的值去调节PWM1A和PWM1B的占空比，实现250Vdc～450Vdc全范围内都能实现稳定的220Vac交流电输出。这里IS1不参与环路，只做输出过流保护。
本发明以上实施例相对于现有技术，具有以下有益效果：
申请号为CN201710559537.5的发明，车载OBC正向传能时，需要闭合电子开关，反向传能时，需要断开电子开关。本发明以上实施例的电子开关位于DC/DC转换模块与动力电池之间，车载OBC双向传能无需再切换电子开关。
申请号为CN201710559537.5的发明，车载DC/DC模块输入的电能来源第二副边绕组。本发明以上实施例车载DC/DC模块输入的电能来源自DC/DC转换模块输出；当DC/DC转换模块无输出时，闭合电子开关，车载DC/DC模块输入的电能的来源动力电池。申请号为CN201710559537.5的发明，车载OBC有故障时，车载DC/DC模块无法工作，而本发明以上实施例即使DC/DC变换器有故障，车载DC/DC模块还可以正常工作。
申请号为CN201710559537.5的发明，车载OBC与车载DC/DC模块共用变压器T1。本发明以上实施例，车载OBC与车载DC/DC模块分别用变压器T1,T3,变压器布局分散，温升明显较低。
申请号为CN201710559537.5的发明，在蓄电池侧采用同步整流+PWM脉宽调制发波的控制策略，本发明以上实施例直接采用同步整流，无需再加PWM脉宽调制，控制电路体积减小，成本明显降低。