阅读说明：本技术 逆变器控制装置 (inverter control device ) 是由 李学俊 于 2019-03-12 设计创作，主要内容包括：本发明提供一种逆变器控制装置,本发明的一实施例的装置包括：逆变器部,将直流端电压变换为交流电压,由三相的上部开关元件和下部开关元件构成；变换部,利用所述直流端电压、脉宽调制指数、能够调节不连续调制区间的不连续调制角度以及相电压指令与所述逆变器部的输出电流的相位差来将三相的相电压指令变换为极电压指令；以及控制部,利用三角载波从所述极电压指令生成用于控制所述上部开关元件和所述下部开关元件的信号。(The present invention provides an inverter control device, the device of one embodiment of the present invention includes: an inverter unit configured to convert a dc voltage into an ac voltage, the inverter unit including three-phase upper and lower switching elements; a conversion unit that converts the three-phase voltage command into an electrode voltage command by using the dc terminal voltage, a pulse width modulation index, a discontinuous modulation angle that can adjust a discontinuous modulation section, and a phase difference between the phase voltage command and the output current of the inverter unit; and a control unit that generates a signal for controlling the upper switching element and the lower switching element from the voltage command by using a triangular carrier.)

逆变器控制装置

技术领域

本发明涉及逆变器控制装置。

背景技术

随着电力半导体技术的发展，通过使用能够进行高速切换的电力元件，可以相对容易地实现可变电压和可变频率(Variable Voltage and Variable Frequency，VVVF)的电源。作为产生VVVF的电路，主要使用电压型逆变器，其的直流的电压源作为输入并产生交流的可变电压源。

这种电压型逆变器主要在能量储存系统(energy storage system，ESS)、光伏(photo-voltaic，PV)逆变器以及电动机驱动(motor drive)技术中使用。

为了应用如上所述的电压型逆变器开发了各种脉宽调制方法。作为脉宽调制方法，在产业领域主要使用正弦脉宽调制(sinusoidal pulse width modulation，SPWM)、空间矢量脉宽调制(space vector PWM，SVPWM)等。上述SPWM和SVPWM属于连续脉宽调制方法。

另外，为了减少电力半导体的切换损耗而还使用有不连续脉宽调制方法，其中，60°不连续脉宽调制(DPWM)方法是最具代表性的不连续脉宽调制方法。这种不连续脉宽调制方法可以通过在利用偏移电压和三角载波比较脉宽调制方法的脉宽调制方法中适当地选择偏移电压来实现。

与此不同地，作为不连续脉宽调制方法披露有通过调节不连续脉宽调制区间来实施不连续脉宽调制的方法。该技术可以通过不连续脉宽调制区间的自由调节来实现在各个工作点处的最佳的电流总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)和损耗。在该技术中，当功率因数为1时始终具有最小的损耗，因此，无论功率因数如何，都必需具有最小的损耗。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，提供一种逆变器控制装置，用户通过调节不连续调制区间来控制切换损耗和电流THD之间的权衡，使得在给定的不连续调制区间，无论功率因数如何，都始终具有最小的损耗。

为了解决如上所述的技术问题，本发明的一实施例的逆变器控制装置可以包括：逆变器部，将直流端电压变换为交流电压，由三相的上部开关元件和下部开关元件构成；变换部，利用所述直流端电压、脉宽调制指数、能够调节不连续调制区间的不连续调制角度以及相电压指令与所述逆变器部的输出电流的相位差来将三相的相电压指令变换为极电压指令；以及控制部，利用三角载波从所述极电压指令生成用于控制所述上部开关元件和所述下部开关元件的信号。

在本发明的一实施例中，所述变换部可以包括：偏移电压指令计算部，从所述相电压指令、所述直流端电压、所述脉宽调制指数、所述不连续调制角度以及所述相位差计算偏移电压指令；以及极电压指令计算部，从所述相电压指令以及所述偏移电压指令计算所述极电压指令。

在本发明的一实施例中，所述偏移电压指令计算部可以包括：第一坐标变换部，将三相的相电压指令变换为静态坐标系d、q轴电压指令；角度变换部，将所述相电压指令与电流的相位差变换为虚拟的相位差；旋转变换部，将所述d、q轴电压指令按所述虚拟的相位差进行旋转变换；第二坐标变换部，将旋转变换后的d、q轴电压指令变换为虚拟的相电压指令；以及偏移电压指令生成部，利用所述相电压指令、所述直流端电压、所述脉宽调制指数、所述不连续调制角度以及所述虚拟的相电压指令来生成所述偏移电压指令。

在本发明的一实施例中，所述偏移电压指令生成部可以包括：第一决定部，用于决定所述相电压指令的最大值和最小值；第二决定部，用于决定所述虚拟的相电压指令的最大值和最小值；以及第三决定部，利用所述直流端电压、所述脉宽调制指数、所述不连续调制角度、所述相电压指令的最大值和最小值以及所述虚拟的相电压指令的最大值和最小值来决定所述偏移电压指令。

在本发明的一实施例中，所述第三决定部可以利用以下公式来决定所述偏移电压指令：

其中，是所述偏移电压指令，V_dc是所述直流端电压，k是MIcosθ_D，MI是所述脉宽调制指数，θ_D是所述不连续调制角度，和是所述相电压指令的最大值和最小值，和是所述虚拟的相电压指令的最大值和最小值。

在本发明的一实施例中，在所述相位差为的情况下，所述角度变换部可以将所述虚拟的相位差决定为φ_V＝φ，

其中，φ是所述相位差，φ_V是所述虚拟的相位差。

在本发明的一实施例中，在所述相位差为的情况下，所述角度变换部可以将所述虚拟的相位差决定为

在本发明的一实施例中，在所述相位差为的情况下，所述角度变换部可以将所述虚拟的相位差决定为

在本发明的一实施例中，所述控制部可以包括：比较部，将所述极电压指令和所述三角载波进行比较，当所述极电压指令和所述三角载波的差值为正数或0时，所述比较部输出1作为所述上部开关元件的开关函数，当所述极电压指令和所述三角载波的差值为负数时，所述比较部输出0作为所述上部开关元件的开关函数；以及反转部，用于反转所述比较部的输出，以输出作为所述下部开关元件的开关函数。

在本发明的一实施例中，所述三角载波的周期可以与开关频率相同，所述三角载波的最大值是所述三角载波的最小值是

根据如上所述的本发明，利用对实际相电压指令的旋转变换来生成虚拟的相电压指令，在该旋转变换使用的旋转角度可以利用电压指令与电流的相位差和不连续调制角度来决定。此外，利用虚拟的相电压指令、实际相电压指令以及不连续调制角度来执行脉宽调制，由此，能够通过调节不连续调制区间来适当地控制切换损耗和电流THD之间的矛盾关系。不仅如此，在给定的不连续调制区间中，无论功率因数如何，都始终表现出最少的损耗。

附图说明

图1是两电平三相电压型逆变器的概略性电路图。

图2A及图2B是用于说明由图1的PWM控制部控制的基于三角载波比较脉宽调制方法的一示意图。

图3是在空间上以矢量示出基于开关函数的输出相电压的示意图。

图4示出当在空间矢量将相电压指令表示为电压指令矢量V^*时，基于a相的60°不连续脉宽调制方法的动作。

图5是用于说明不连续脉宽调制方法的另一实施例的示意图。

图6是用于说明作为不连续脉宽调制方法的可调节不连续脉宽调制(ADPWM，Adjustable Discontinuous PWM)的示意图。

图7是实现ADPWM的结构图。

图8是用于说明本发明的一实施例的逆变器控制装置中将相电压指令变更为极电压指令的情形的一示意图。

图9是图8的偏移电压指令计算部的详细结构图。

图10是图9的偏移电压指令生成部的一实施例的详细结构图。

图11A至图11C是本发明的一实施例中用于说明电压指令与电流的相位差φ和作为用于生成虚拟的相电压指令的角度信息的虚拟的相位差φ_V的关系的一示意图。

图12是用于说明图9的角度变换部的动作的一示意图。

图13是用于说明本发明的一实施例的逆变器控制装置的切换损耗的一示意图。

附图标记的说明

10：偏移电压指令计算部；20：极电压指令计算部；11、14：坐标变换部；12：旋转变换部；13：角度变换部；15：偏移电压指令生成部；31、32、33：决定部

具体实施方式

为了充分理解本发明的结构和效果，将参考附图描述本发明的优选实施例。然而，本发明不限于下面描述的实施例，而是可以以各种形式实施，并且可以进行各种改变。然而，本实施例的描述旨在提供本发明的完整公开，并且向本发明所属领域的普通技术人员充分公开本发明的范围。在附图中，为了便于说明，结构要素的尺寸被放大，并且结构要素的比例可以被夸大或减小。

术语“第一”、“第二”等可以用于描述各种结构要素，但是这些结构要素不应受限于上述术语。上述术语仅可用于区分一个结构要素与另一个结构要素。例如，在不脱离本发明的范围的情况下，“第一结构要素”可以被命名为“第二结构要素”，并且类似地，“第二结构要素”也可以被命名为“第一结构要素”。此外，除非上下文另有明确规定，否则单数的表述包括复数的表述。除非另外定义，否则本发明的实施例中使用的术语可以被解释为本领域技术人员所公知的含义。

下面，将参照图2A至图5对本发明的一实施例的逆变器控制装置和方法进行说明。

图1是两电平三相电压型逆变器的概略性电路图，其为用于储能系统ESS、光伏逆变器、电动机驱动的逆变器的一例。

逆变器由直流端101和逆变器部102构成。所述直流端101的n表示虚拟的直流端中性点位置。所述逆变器部102由三相功率开关构成。所述逆变器部102的S_a、S_b、S_c分别是三相功率开关的开关函数。S_a＝1表示a相上部开关导通，S_a＝0表示下部开关导通。即，S_a和是互补的关系。这同样适用于S_b和S_c。逆变器部102的交流电压将传递给负载200。

三相的电压指令输入于脉宽调制(PWM)控制部110。所述PWM控制部110决定向逆变器部102施加的开关函数并提供给逆变器部102。

参照图2A及图2B对所述PWM控制部110的三角载波比较调制进行说明。

图2A及图2B是用于说明由图1的PWM控制部控制的基于三角载波比较脉宽调制方法的一示意图。图2A是用于说明极电压的结构的一示意图，图2B示出三角载波比较脉宽调制方法。

偏移电压指令计算部111利用三相相电压指令2A来计算偏移电压指令极电压指令计算部112利用三相相电压指令2A和偏移电压指令来计算极电压指令2B。将其利用公式表示，则如下公式1。

【公式1】

偏移电压是三相的极电压中共同存在的成分。由于偏移电压表示零序电压，其不会对线间电压的合成构成影响。

参照图2B，与极电压指令2B进行比较的三角载波2C(triangle carrier wave)的周期与开关频率相同。载波2C的最大值和最小值分别是和

比较部113对极电压指令2B和三角载波2C进行比较。作为比较结果，当极电压指令2B和三角载波2C的差值为正数或0时，可以将开关函数输出为1。此外，作为比较结果，当极电压指令2B和三角载波2C的差值为负数时，可以将开关函数输出为0。当将三角载波定义为v_tri时，各个开关函数可以利用诸如如下公式2、3、4的关系式进行整理。

【公式2】

【公式3】

【公式4】

反转部114可以求出逆变器部102的下部开关元件的开关函数。由于下部的开关元件与上部开关元件互补地进行动作，可以通过反转比较部113的输出来求出。

图3是在空间上以矢量示出基于开关函数的输出相电压的示意图。与开关函数对应的输出相电压如下公式5。

【公式5】

输出相电压根据开关函数而输出从V_o至V₇的共八个电压。电压矢量V_o和V₇作为不输出电压的矢量，其被定义为零电压矢量。另一方面，V₁至V₆在相位上具有60°的差值。此外，其大小被定义为以固定的有效电压矢量。相电压指令2A通过有效电压矢量和零电压矢量的适当合成来调制为实际电压并输出。

由图2A及图2B的偏移电压指令计算部111计算的偏移电压指令有多种类型。

正弦脉宽调制方法(SPWM)中的偏移电压指令如下公式6。

【公式6】

空间矢量脉宽调制方法(SVPWM)中的偏移电压指令如下公式7。

【公式7】

此时，v_max表示三相相电压指令中最大的电压，v_min表示最小的电压。

另外，公式6和公式7的偏移电压指令是在载波的一个周期期间使所有相的开关函数改变的连续脉宽调制方法。

为了减少切换损耗，将一个相的开关函数不变的脉宽调制方法称为不连续脉宽调制方法。代表性的不连续脉宽调制方法如下。

首先，假设相电压指令被定义为如下公式8，相电流被定义为如下公式9。

【公式8】

【公式9】

i_xs＝I_mcos(θ-φ)

此时，下标“xs”表示特定相。例如，a相时为as，b相时为bs，c相时为cs。θ表示交流电角度，表示电压与电流的相位差。并且，V_m和I_m分别表示相电压指令和电流的峰值(peakvalue)。

作为代表性的不连续脉宽调制方法的60°不连续脉宽调制方法(DPWM)是当交流频率的周期为360°时，以相电压指令的最大值为基准具有60°的切换不连续区间的方法，该方式的偏移电压指令如下公式10给出。这种DPWM是当相电压指令与相电流的相位差为0°时使切换损耗最小化的脉宽调制方法。

【公式10】

图4示出当在空间矢量中将相电压指令表示为电压指令矢量V^*时，基于a相的60°不连续脉宽调制方法的动作。

从图4的阴影区域可以看出，当a相相电压指令为正数值且其绝对值为三相中的最大值时，a相开关函数S_a为1并在相应区间始终处于开启(on)状态。此外，当a相相电压指令为负数值且其绝对值为三相中的最大值时，a相开关函数S_a为0并在相应区间期间始终处于关闭(off)状态。

这种不连续脉宽调制方法能够减少切换损耗，但是存在有使电流的总谐波失真(THD)增大的缺点。连续脉宽调制方法的电流THD低于不连续脉宽调制方法。但是存在有其切换损耗增大的缺点。

并且，在使用以往的利用偏移电压指令的不连续脉宽调制方法的情况下，不连续脉宽调制区间始终被设定为作为基本波一个周期的1/3的120°。由此，通常在脉宽调制指数低的情况下采用不连续脉宽调制时，电流THD将非常大。

另外，通过调节不连续调制区间来提供用于在切换损耗和电流THD之间进行适当选择的自由度。由此，在脉宽调制指数低的区域，与连续脉宽调制方法相比减少切换损耗。此外，披露有与不连续脉宽调制方法相比能够减小电流THD的方法。

图5是用于说明不连续脉宽调制方法的另一实施例的示意图。在图5中，5A、5B、5C分别表示作为a、b、c相相电压指令的5D表示各个相电压的峰值，当将脉宽调制指数定义为MI时，所述峰值等于

脉宽调制指数被定义为如下公式11。

【公式11】

图5的5E表示开始进行不连续脉宽调制的电压大小。所述电压值等于

因此，当作为a相电压指令的5A大于5E时，a相开关函数始终是1。此外，当5A小于5E的负数值时，a相开关函数始终是0。这也同样适用于作为b相电压指令的5B、作为c相电压指令的5C。

因此，60°不连续脉宽调制方法的实现也可以被重新定义为如下公式12。

【公式12】

其中，k是

另外，图6是用于说明作为另一不连续脉宽调制方法的ADPWM(AdjustableDiscontinuous PWM)的示意图。

在图6中，6A、6B、6C分别表示作为a、b、c相相电压指令的 此外，6D表示各个相电压指令的峰值，当将脉宽调制指数定义为MI时，所述峰值等于6E表示开始进行不连续脉宽调制方法的电压大小，所述电压值等于此时，θ_D是指表示不连续脉宽调制区间的大小的不连续脉宽调制角度。当θ_D为0时，与作为连续脉宽调制方法的空间矢量脉宽调制相同。当θ_D为30°时，与以上所述的60°不连续脉宽调制方法相同。

并且，在图6中，6F表示特定相不进行开关动作的区间。6G表示特定相正常进行开关动作的区间。当作为a相电压指令的6A大于6E时，a相开关函数始终是1，从而在作为不进行开关动作的区间6F中进行动作。当6A小于6E的负数值时，a相开关函数始终是0，从而同样地在作为不进行开关动作的区间6F中进行动作。这在作为b相电压指令的6B和作为c相电压指令的6C的情况下同样如此。

因此，ADPWM的实现可以被重新定义为如下公式13。

【公式13】

其中，k是MIcosθ_D。

图7是实现ADPWM的结构图。

为了实现ADPWM，偏移电压指令计算部711接收三相相电压指令7A、直流端电压以及公式13中定义的k，由此计算偏移电压指令。此外，极电压指令计算部712通过在相电压指令7A加上偏移电压指令，由此计算三相的极电压指令7B。

以上说明的不连续脉宽调制方法虽然能够减少切换损耗，但是存在有使电流THD增大的缺点。为了解决这种缺点，用户可以通过调节不连续调制区间来适当控制切换损耗和电流THD之间的权衡关系(trade-off)。

尤其是，当脉宽调制指数小时，为了减少切换损耗，可以使用不连续脉宽调制方法。此时，在使用不连续脉宽调制方法的情况下，将不得不接受电流THD的恶化。但是，与连续电压调制方法相比，可以通过该方法在电压调制指数低的区域减少切换损耗。并且，与不连续电压调制方法相比，可以减小电流THD。

如上所述的现有的技术中存在有仅在电压与电流的相位差为0°且功率因数为1的状态下具有最少的损耗的问题。

本发明可以提供一种逆变器控制装置，用户可以通过调节不连续调制区间来适当控制切换损耗和电流THD之间的权衡关系(trade-off)。并且，在给定的不连续调制区间，无论功率因数如何，都始终具有最少的损耗。

本发明的逆变器控制装置应用于如图1所示的用于ESS、光伏逆变器、电动机驱动的两电平三相电压型逆变器。本发明的逆变器控制装置基于采用偏移电压的三角载波比较脉宽调制方法。因此，对极电压指令和三角载波进行比较的图2的实施例同样适用于本发明。

现有的ADPWM是在相电压指令的最大值向两侧具有θ_D的切换不连续区间的方法。该方法是当相电压指令与相电流的相位差为0时，使切换损耗最小化的脉宽调制方法。即，以相电流最大绝对值为基准，向两侧产生θ_D的切换不连续区间。因此，与其它不连续脉宽调制方法相比，具有最少的损耗。

基于此，本发明的一实施例中可以利用虚拟的电压指令来在电压指令与电流的相位差产生最少的损耗。即，无论功率因数如何，都可以在给定的不连续调制角度θ_D产生最少的损耗。本发明的一实施例可以通过尽可能使虚拟的电压指令与电流的相位一致，并以虚拟的电压指令为基准采用ADPWM来实现。

图8是用于说明本发明的一实施例的逆变器控制装置中将相电压指令变更为极电压指令的情形的一示意图。

如图所示，本发明的一实施例的逆变器控制装置可以包括偏移电压指令计算部10和极电压指令计算部20。

本发明计算用于具有最少损耗的ADPWM的偏移电压指令。为此，发明的一实施例的偏移电压指令计算部10可以输入三相相电压指令8A、直流端电压V_dc、k以及作为电压指令与逆变器输出电流的相位差的由此可以计算偏移电压指令。其中，k是MIcosθ_D，MI表示脉宽调制指数，θ_D表示能够调节不连续调制区间的不连续调制角度。

极电压指令计算部20可以通过将偏移电压指令和相电压指令8A相加来生成极电压指令8B。

图9是图8的偏移电压指令计算部10的详细结构图。

如图所示，本发明的一实施例的偏移电压指令计算部10可以包括：第一坐标变换部11、旋转变换部12、角度变换部13、第二坐标变换部14以及偏移电压指令生成部15。

第一坐标变换部11可以将a、b、c相变量变更为静态坐标系d、q轴变量，并且，可以表示为如下公式14。

【公式14】

因此，三相相电压指令可以由第一坐标变换部11变更为如下公式15的d、q轴电压指令。

【公式15】

旋转变换部12可以将d、q轴变量按φ_V进行旋转变换，并且，可以表示为如下公式16。

【公式16】

因此，通过第一坐标变换部11的d、q轴电压指令和可以由旋转变换部12变更为按如下公式17旋转变换的d、q轴电压指令。

【公式17】

第二坐标变换部14可以将d、q轴变量坐标变换为a、b、c相变量，并且，可以表示为如下公式18。

【公式18】

因此，由旋转变换部12旋转变换的d、q轴电压指令可以由第二坐标变换部14变更为虚拟的相电压指令

【公式19】

综上所述，如下公式20所示，三相相电压指令可以由第一坐标变换部11、旋转变换部12以及第二坐标变换部13变更为虚拟的三相相电压指令

【公式20】

此时，角度变换部13可以接收电压与电流的相位差从而生成为了旋转变换而使用的角度信息。对此将在后述中进行详细说明。

偏移电压指令生成部15可以利用三相相电压指令8A、直流端电压、k以及虚拟的三相相电压指令来生成偏移电压指令

图10是图9的偏移电压指令生成部15的一实施例的详细结构图。

如图所示，本发明的一实施例的偏移电压指令生成部15可以包括：第一决定决定部31、第二决定部32以及第三决定部33。

第一决定部31可以将三相相电压指令的最大值和最小值决定如下。

【公式21】

第二决定部32可以将虚拟的三相相电压指令的最大值和最小值决定如下。

【公式22】

第三决定部33可以利用直流端电压V_dc和k、三相相电压指令的最大值和最小值、虚拟的三相相电压指令的最大值和最小值，来由如下公式23决定偏移电压指令

【公式23】

如上所述，可以利用三相相电压指令来生成本发明的一实施例的偏移电压指令。

图11A至图11C是本发明的一实施例中用于说明电压指令与电流的相位差φ和作为用于生成虚拟相电压指令的角度信息的虚拟相位差φ_V的关系的一示意图。图11A是在电压指令与电流的相位差φ为的情况下，在空间矢量上示出电压指令矢量V^*和虚拟的电压指令矢量V^v、电流矢量i的情形。

如图所示，从电流矢量i的位置向两侧存在有θ_D大小的不连续调制区间。因此，使电流矢量与虚拟的电压矢量的相位差为0。为此，使实际相位差φ与旋转变换中使用的虚拟相位差φ_V彼此相同，并用于脉宽调制。即，当时，关系式φ_V＝φ可以成立。

另外，图11B是在电压指令与电流的相位差φ为的情况下，在空间矢量上示出电压指令矢量V^*、虚拟的电压指令矢量V^V以及电流矢量i的情形。

以a相为基准，仅有扇区1(sector)、扇区6、扇区3以及扇区4为可以进行不连续脉宽调制的区间。因此，无法进一步使虚拟的电压矢量与电流矢量的相位一致。为使在不连续调制区间的损耗最小化，需要使虚拟的电压矢量与电流矢量的相位具有最小程度的误差。为此，可以从开始将表示虚拟的电压指令矢量V^V的相位的φ_V固定为

即，当电压指令与电流的相位差φ为时，关系式可以成立。

并且，图11C是在电压指令与电流的相位差φ为的情况下，在空间矢量上示出电压指令矢量V^*、虚拟的电压指令矢量V^V以及电流矢量i的情形。

以a相为基准，仅有扇区1、扇区6、扇区3以及扇区4为可以进行不连续脉宽调制的区间。因此，无法进一步使虚拟的电压矢量和电流矢量的相位一致。为使在不连续调制区间的损耗最小化，需要使虚拟的电压矢量与电流矢量的相位具有最小程度的误差。为此，使虚拟的电压指令矢量V^V与电流矢量的相位差始终为由此，可以使不连续脉宽调制区间以电流矢量为基准适当地位于扇区1、扇区6、扇区3以及扇区4，从而使切换损耗最小化。

即，当电压指令与电流的相位差φ为时，关系式可以成立。

图12是用于说明图9的角度变换部13的动作的一示意图。即，图12示出了电压指令与电流的相位差φ和用于生成虚拟的电压指令的虚拟的相位差φ_V的关系。

如图所示可知，当时，φ_V＝φ。当时，此外，当时，并将具有奇函数的形态。

图13是用于说明本发明的一实施例的逆变器控制装置的切换损耗的一示意图。横轴是电压指令与电流的相位差φ。纵轴表示与连续脉宽调制方式对比的不连续脉宽调制方式的切换损耗比。即，当切换损耗比为1时，表现出与连续脉宽调制方式相同的切换损耗。此外，当切换损耗比为0.5时，表示与连续脉宽调制方式相比，减少了50％的切换损耗。

在图13中，13A和13B分别示出在将不连续调制角度θ_D设定为6°的情况下，基于现有技术的ADPWM的切换损耗比和基于本发明的一实施例的切换损耗比。14A和14B分别示出在将不连续调制角度θ_D设定为12°的情况下，基于现有技术的ADPWM的切换损耗比和基于本发明的一实施例的切换损耗比。15A和15B分别示出在将不连续调制角度θ_D设定为18°的情况下，基于现有技术的ADPWM的切换损耗比和基于本发明的一实施例的切换损耗比。16A和16B分别示出在将不连续调制角度θ_D设定为24°的情况下，基于现有技术的ADPWM的切换损耗比和基于本发明的一实施例的切换损耗比。并且，17A和17B分别示出在将不连续调制角度θ_D设定为30°的情况下，基于现有技术的ADPWM的切换损耗比和基于本发明的一实施例的切换损耗比。

如图所示，现有技术的ADPWM在给定的不连续脉宽调制角度中，在电压指令与电流之间的相位差φ为0时表现出最少的损耗。但是，根据本发明的控制，可以确认出无论相位差如何，在给定的不连续脉宽调制角度中都表现出可能的最少的损耗。

如上所述，本发明中利用电压指令与电流的相位差和用于调节不连续脉宽调制区间的不连续调制角度。此外，通过利用所生成的虚拟电压指令，在给定的不连续脉宽调制区间中，无论功率因数如何，都始终表现出可能的最少的损耗。

根据本发明的一实施例，利用对实际相电压指令的旋转变换来生成虚拟的相电压指令。在该旋转变换中使用的旋转角可以利用电压指令与电流的相位差和不连续调制角度来决定。如上所述，利用虚拟的相电压指令、实际相电压指令以及不连续调制角度来执行脉宽调制。此外，可以通过调节不连续调制区间来适当控制切换损耗和电流THD之间的矛盾的关系。不仅如此，在给定的不连续调制区间中，无论功率因数如何，都可以始终表现出最少的损耗。

需要说明的是，以上所说明的本发明的实施例仅仅是示例性的，本领域技术人员可以由此实施各种变形和等同范围内的实施例。因此，本发明真正的技术保护范围应由所附的权利要求书确定。